标签: 保护电路

在无刷直流电机控制系统中，电流采样及保护电路作为其中的一个反馈环节，作用是对电机运行时的电流进行实时检测采集，经过处理后，把电流信号转换为控制系统可以识别的小电压信号，让控制系统可以做出相应的控制和保护动作。由于电机电流是交流电流，因此电流采样及保护电路需要具备整流功能，普通整流电路的核心元件是具有单向导电性能的二极管，通常使用1个、2个或4个二极管组成半波、全波或者桥式整流电路。但二极管在小信号时表现为非线性，这将使整流的波形产生失真(小信号部分)，更为严重的是，二极管存在死区电压，在输人信号小于死区电压时，二极管并未导通，因此使输出信号产生严重畸变，引起误差，小信号时这种误差将不可忽略。为了提高精度，文中利用集成运放的放大作用和深度负反馈产生的特性来克服二极管的非线性造成的误差，为某型号无刷直流电机设计了一种可靠性高、精度高的采样保护电路。 1 高精度半波整流电路 整流电路是把正、负交变的电压转换为单极性电压的电路。本文的半波高精度整流电路是在比例放大电路中加入二极管，利用二极管的单向导电性实现正副两半周内引入不同深度的负反馈。按这种思路构成的半波高精度整流电路如图1所示。 图1 半波高精度整流电路 在ui0期间(0～t1、t2～t3)。当ui还很小时，D1和D2均截止，运放处于开环状态，开环放大倍数很大。因此ui只需稍大，就会使u0'足够大，且为正值。只要u0'大于0.7 V，就会使D1导通，而D2截止(a点为零电位)，因此D1和Rf串联引入了适度的负反馈，这时的电路相当于反相比例放大电路，因此输出为 。输出u0与输入ui成比例关系，u0与波形-ui的形状相同，但按一定的比例放大或者缩小了，若R1=Rf，则u0=-ui。由以上分析可知，即使输入电压ui小于二极管的起始导通电压，仍有 输出。 在ui0期间(t1～t2)。当|ui|还很小时，D1和D2均为导通，这时运算放大器处于开环状态，其开环放大倍数很大，因此|ui|只需稍大一些，运放输出u0’就会很大，且为负值，这使二极管D1截止、D2导通，D2的导通给运放引入了深度的负反馈。由于a点电位为零(虚地)，故u0’≈-0.7 V;而D1截止，且a点电位为零，故u0=0，即u0端波无波形。整个过程如图2所示。 图2 半波整流波形图 例如假设输入信号的频率为50 Hz，在该频率下运放的开环电压放大倍数为5x104，二极管的起始导通电压为0.5V，则最小整流电压(即输入信号)仅为10μA。也就是说只要输入信号大于10 μA，整流器就进入正常工作状态;而对于普通二极管半波整流器，输入电压必须大于0.5 V(5×105μV)才能正常工作，其输入电压是前者的5万倍，可见该电路大大提高了整流精度。图3为该整流电路的传输特性，它是一条过原点斜率为 的直线。 图3 整流电路的传输特性 2 电流采样及保护电路的设计 2.1 霍尔传感器 霍尔电流传感器是一种先进的、能隔离主电路回路和电子控制电路的电检测元件。它综合了互感器和分流器的所有优点，同时又克服了互感器和分流器的不足(互感器只适用于50 Hz工频测量;分流器无法进行隔离测量)，可测量任意波形的电流，精度高，动态性能好，工作频带宽，本文中的霍尔传感器采用莱姆(lem)公司的LF205-S，该型传感器的最大电流测量范围是：±200 A，有效测量范围是±100 A，当测量电流在有效范围之类时，输出电压是：±4 V，其测量精度达到1%，动态响应时间小于7μs,跟踪速度di/dt高于50A/μs。 2.2 TL082双运算放大器 TL082是一种通用的J—FET双运算放大器。其特点有：较低的输入偏置和偏移电流;输出设有短路保护;输入级具有较高的输入阻抗内建频率补偿电路，在电流保护电路设计中，使用TL082构成高精度半波整流电路和加法器，而由于TL082为双运算放大器，所以节省了控制板的空间，使得电路的设计更加的简洁和精巧。 2. 3 TL431三段可编程并联稳压二极管 TL431是一个有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置到从Vref(2.5 V)到36 V范围内的任何值(如图3)。该器件的典型动态阻抗为0.2 Ω，在很多应用中可以用它代替齐纳二极管，输出为一个固定电压值，计算公式是：Vout=(R1+R2)x2.5/R2 图4 TL431恒压5V输出电路图 当R1取值为0的时候，R2可以省略，在本文中，使用TI431构成恒压电压源5 V，给比较器供电。 2.4 采样检测及保护电路的实现 由于霍尔传感器的体积相对较大，所以本文仅仅使用两个霍尔电流传感器对电机A、C两相绕组电流进行检测，将A、C相中的-100 A～100 A大电流转化为-4 V～4 V的小电压信号，再根据无刷直流电机三相电流的特性IA+IB+IC=0，计算得出IB=-(IA+IC)，因此B相电流可以通过对A、C相求和反相得到，从而可以减少霍尔电流传感器的使用数量，缩小体积，削减成本。如图5所示。 图5 B相电流的实现 再得到B相电流以后，分别对A、B、C三相相使用TL082构成的高精度半波整流模块进行半波整流，再将整流过的A、B、C三相电压信号求和反相，得到此时进入功率管电流的瞬时值所对应的电压值。 图6 无刷直流电机电流采样保护电路结构图 在电机的运行过程中，该电路能实时测量电机的电流，并发出两路信号，一路输入到DSP的ADC模块中去，采样电机电流的数字值，从而可以方便的在DSP中实行电流的闭环PID调节。 另一路送到比较电路中，然后DSP采用了两种方式来对电机进行保护。一种是限流保护，当电流增大超过限流电流62.5 A(对应电压值为2.5 V)时，保护电路向CPLD发出限流信号，进而使控制芯片DSP启动相应的限流程序进行操作，调节PWM的占空比，来改变实际加载到电机两端的电压，改变电流大小;另一种是停机保护，如果电流由于某些原因，继续增大到停机电流80 A(对应电压值为3.2 V)时，DSP就会启动停机程序，立即关断所有的功率管，电机马上停止运行，这样可以防止由于电流过大而引起的对功率管或者电机的损坏，从而提高系统的可靠性。 2.5 实验结果 电流采样及保护电路实验波形如图7所示。 图7 采样电路实验波形 在图7中通道1输入A相经过电流传感器后的波形曲线，通道2输入C相经过电流传感器后的波形曲线，通道1和通道2相位相差120。，幅值，通道3为A、B、C三相信号经过求和反相后的波形，平均幅值为1.48 V，符合理论分析结果。 3 结论 该电路利用了放大器的原理提出了一种高精度电流采样的方法，并且结合了过流保护、停机保护的功能，从而能保障无刷直流电机的安全运行。目前该电路已经应用于某型号无刷直流电机的控制系统中，实际应用中也证明这个电路可以对电机的实时电流进行高精度检测采样并且及时、可靠的保护好电机。

　　常见的DC-DC应用多是适合于较低的Vin/Vout电压（小于30V-40V）。对于更高电压输入的情况则很少见，本文介绍一种以TL494为控制器，可以工作在60V输入的降压变换器。 　　适当修改零件规格即可以用于更高电压。此电路工作在110Khz，效率高于80%。输出电流可在0-2.2A（通过R5设置） 　　开关管MOSFET（IRFW630A）的驱动电压取自自举电路，使得栅极信号始终可以高出输入电压10V左右。使用MOSFET的好处是可以工作在高频，还可以降低导通时的损耗。电路的工作频率高也使得电感的体积减小。 　　元器件选取： 　　D7要选用超高频快恢复二极管，这里用的是HER303，用HER304-307也可以但导通压降略高。肖特基二极管的话要选择耐压大于最高输入电压的型号； 　　C11，C12选用能工作在高频并ESR较小的，低频的电容甚至会明显发热并很快损坏，纹波也非常大； 　　所有小三极管用常见的2N5551，耐压150V，开关速度尚可； 　　MOSFET的选用，耐压高于可能的最大输入电压即可，导通电阻越小越好，例如VINmax:50V，60N06即可； 　　功率电感：使用常见的黄白色铁粉磁芯，（外径*内径*厚度：13*7.5*6.5）。0.4mm的漆包线三线并绕50匝，电感量约120UH。注意这里不能用黑本色的磁芯（电感量大容易饱合）。 　　这个电感仅适合图纸条件，如有较大变化请自行更改。 　　保护二极管不小缺少，万一开关管击穿，VOUT=VIN，会直接损坏负载！用1W的稳压管，标称电压高于输出电压几V。更安全的作法是用一个单向可控硅加一个稳压管和一个电阻的保护电路。 　　其它： 　　输出电压设置：R9 　　输出电流限制：R5 　　最高占空比设置：R3（不用R3，占空比可以达到最大，适合输入输出压差小的情况）

　　空气质量检测、光电信号探测、加速度计、压电传感器以及生物体信号等高阻抗信号测量，易受到来自测量系统输入电阻、输入偏置电流的影响，实际测量系统中主要有与信号路径相并联的元器件如电阻、电容的分流，电缆泄漏电流和印刷电路板寄生漏电流的影响。因此，高阻抗微弱信号测量电路，必须经过精心设计以满足系统对低偏置电流、低噪声和高增益的要求。 　 　1 高阻抗信号测量原理与影响因数分析 　　高阻抗信号测量，易受到测量系统输入阻抗的分压与系统输入偏置电流的影响。如图l所示，将被测高阻抗信号源与测量系统相连，信号源的戴维宁等效电路由Vs与Rs串联而成。假定测量系统的等效输入电阻为Rin，输入端电压为Vin，由于Rs与Rin的分压，使得输入端电压减小，测量系统的输人端电压为： 点击看原图 　　假定Rs=1 MΩ，Rin=100 MΩ。当Vs=1 V时，Vin=O．99 V，可以看出，系统输入电阻的负载效应产生1％的误差。实现高精度测量，需要增加测量系统的输入阻抗。 　　如图1所示，测量系统的偏置电流为Ibias，假定电流正方向为流入测量系统，这一电流将在源电阻Rs上产生误差电压，实际测量系统探测到的输入电压为： 点击看原图 　　0．99 V。此时，输入偏置电流将引起1％的误差。实现高精度测量，需要降低测量系统的输入偏置电流。 　　从以上分析可以得出，提高测量系统的输入阻抗和减小输入偏置电流对高阻抗信号测量有着重要的意义。测量系统的输入阻抗应当远大于被测信号源的内阻才能满足对测量精确度的要求。 　　实际测量系统的等效输入阻抗主要包括有信号电缆绝缘电阻、信号调理电路的分流电阻、放大器输入阻抗，以及印刷电路板的寄生电阻。系统的输入偏置电流主要包括有信号调理电路分流电流、信号输入电缆和印刷、电路板上的泄露电流。目前，高输入阻抗、低噪声的FET放大器，其输入阻抗高达1010～1012Ω，输入偏置电流为皮安(pA)量级，电压、电流噪声性能都能满足普遍应用场合。由于理想的高阻值电阻、低漏电流电容往往是难以得到的，从传感器输出的微弱信号，在经过放大之前需要经过各种调理，信号调理电路的设计显得非常重要，它决定了测量系统的性能。如何提高测量系统的输入阻抗，减小输入偏置电流与降低系统噪声成为了高阻抗微弱信号探测的主要考虑因数。这里主要就提高系统输入阻抗和减小输入偏置电流进行研究和分析。 点击看原图 　　2 电路设计与分析 　　这里所指的保护，是指将电路中的低阻抗节点电势与高阻抗输入端电势近似等电势的一种技术，即通过低阻抗的保护电路，把电路中低阻抗节点的电势强制拉升到与高阻抗输入端电势近似相等。这里针对被测信号是源电阻Rs=10 MΩ、交流信号幅值为O．1 mV、直流信号电平为0．1 V的高阻抗微弱交流电压信号。信号源的戴维宁等效电路如图2中左边虚线框所示，为Vs与Rs串联构成，信号调理电路包括高通滤波电路、前级放大电路和保护电路。 　　由于实际探测信号，频率成分往往较为复杂，有时想要测量的信号，深深地掩埋在其他频率信号噪声中，因此，信号在进入放大器之前，需要经过滤波。本电路需要测量的信号为交流信号，被直流电平所掩盖，因此需要先对其高通滤波，滤波截止频率由被测量信号的带宽决定，通过改变C1，R1的值来改变高通滤波截止频率，这里需要注意的是，理论上电阻R1的阻值越大越好，这样可以提供测量系统的输入阻抗，实际上大阻值的电阻往往是不容易得到的，这里选用阻值为100 MΩ的电阻，高通截止频率为fH=1．6 Hz。 　　如图2所示，前级信号放大电路采用同相比例运算电路结构，此电路引入电压串联负反馈增大输入电阻，减小输出电阻，其放大倍数A等于： 　　A=1+R4／R5 (3) 　　如图2中所示，电路电阻取值分别为：R4=100kΩ，R5=1 kΩ，因此放大倍数A=101倍。这里需要注意同相比例运算电路具有高输入电阻、低输出电阻的优点，但因集成运放有共模输入，为了提高运算精度，应选用高共模抑制比的集成运算放大器。 点击看原图 　　常规方法测量时，电阻R1的下端直接与地相连，系统的输入阻抗主要取决于电阻R1的值，系统的等效输入阻抗约等于100 MΩ。由以上分析可以得出，其测量误差会达到10％。这么大的误差，在实际应用中是不允许的。通过设计保护电路，可以很好地解决这一问题。 　　图2中下侧虚线框内的电路为保护电路，从放大器A1的反相输入端引入信号到保护放大器Aguard的正相输入端，保护放大器实则为电压跟随器。电阻R1的低电位端加上保护电位Vguard，当R2》R3时。在一定频率范围内，保护电位近似等于高阻抗输入端电位Vin，可以通过调节R2，R3的阻值来改变保护电位的大小。保护电位由保护缓冲放大器提供，而不是由信号源提供．电阻R1的低阻抗端加上保护电位后，其电压降将大大减小，流经它的电流也将大大减小。 　　保护电路需要满足信号路径阻抗远大于保护电路阻抗，即： 点击看原图 　　式中：Zs表示信号路径的阻抗，Zg表示保护电路阻抗，本设计中，R2=100 kΩ，C2=1μF，Zs／Zg=1 000。 　　高阻抗微弱信号测量中，运算放大器的选择是至关重要的，需要考虑高的输入阻抗、低的输入偏置电流、低噪声等参数。该电路选用AD公司的极低噪声BiFET运算放大器AD743，其输入偏置电流最大值为250 pA，输入阻抗高达1010Ω，CMRR达90 dB。 　　实际测量系统中，对于输入信号电缆引起的误差，可以选择使用绝缘电阻尽可能高的电缆，另外，在电缆屏蔽层加上保护电势Vguard，可以大大降低电缆泄露电流引起的误差。印刷电路板由于污染等原因导致绝缘电阻下降而引起漏电流，当运放同相输入端与电源输入端相邻时，会带来干扰，因此，将保护电势加载于运放输入端与信号线周围，将大大减小信号路径上的泄露电流，而来自电源的漏电流将会被保护电路吸收。 　　3 仿真结果分析 　　对图2所示的电路，用PSpice仿真软件对电路进行模拟分析，交流扫描的结果如下，各关键节点电压如表1所示，电阻R1的低阻抗端加上了90．121μV的保护电压，流经电阻R1的分流电流为90．031 fA。 　　如图3所示，图中上半部分为系统输出信号波形，下半部分为系统输入阻抗波形，从图中可以看出，在频率为100 Hz处，测量系统的输出电压值Vout为10．011 mV，交流输入阻抗Rin为1．132 8 GΩ。经计算，系统的放大倍数A为100．998倍。 点击看原图 　　从上述分析可以得出，采用保护电路大大提高了系统的输入阻抗，减小了系统的输入偏置电流。仿真结果与理论分析相符，保护电路对高阻抗微弱电压信号高精度测量提供保障。 　　4 结 语 　　本文从高阻抗信号测量原理出发，分析了测量系统输入阻抗和偏置电流对测量精度的影响，针对高阻抗微弱电压信号，应用保护技术，设计了一种带保护电路的高阻抗微弱信号放大电路，通过PSpice软件仿真分析，验证了该电路可实现对高阻抗信号的高精度测量，为高阻抗信号测量提供了一种有价值的参考方法。

低压电源线上的瞬变电压幅值有时能达到标称电压的许多倍。这种情况常常要求对设备保护防止有人使用不适当的功率电平。防止敏感电路过电压的常用方法是增加并联嵌位电路。保险丝或其他限流器件处于这些嵌位电路的高能吸收能力之前。其他情况由于难以安装或更换保险丝、工作环境不可接近或者需要不间断工作而要求使用高压串联保护电路（而不是并联嵌位电路）。图1所示串联保护电路使用一个串联的高压N沟道MOSFET电源开关Q 1 和一个快速过电压探测器来关闭电源开关。电源开关和串联电源整流器D 1 能防止负载上出现高达±500V瞬变高压和连续过电压。 图 1，这一电路可防止与右边两个端子连接的负载不会出现与左边两个端子连接的电源瞬变过电压和瞬变高电压。 　　在这种用12V标称电压电源线提供1A负载电流的电路中，一个高端开关驱动器IC 1 对完全接通的电源开关提供偏置。你可以通过改变D 1 和Q 1 来提高最大负载电流。为了预防出现很低的电源电压， IC 1 内含一个在电源电压高于10V时才能工作的欠压锁定电路。为防止出现过压，该电路使用一个由3只晶体管组成的、无偏置电流的、50纳秒过电压探测器，该探测器在当输入电压达到20V左右时起触发作用 。此时，Q4将电源电压的栅极快速对地短路，强行关闭电源。升高的过电压首先使齐纳二极管D 2 导通，D2将IC两端的电压嵌位在18V左右以保护IC。齐纳电流流过2.2kΩ电阻器，产生一个使Q 2 导通的偏置电压。Q2导通引发一系列快速的动作：Q 3 导通，导致Q 4 导通，又导致Q 1 栅极电容快速放电而使Q 1 截止。 图 2，加到图1所示电路的V IN 上的150V瞬变电压对V OUT 几乎没有影响。 　　你可以这样来验证该电路的性能：该电路在12V电源电压下输出1A电流时，在电源电压上加一个150V瞬变电压（图2）。瞬变电压电源的内部阻抗为1Ω，所加电压的上升时间为1ms。该电路在正常工作时吸收20mA电流，其中3mA被过电压锁定、电压探测分配器所吸收，17mA被IC 1 所吸收。如果你的设计需要在高温条件下工作，则请注意IC 1 的栅极电流输出是相对受限制的。你在进行高温设计计算时，需要密切关注其他电路元件产生的漏电流。

DW01+与8025配合使用构成锂电池充电保护电路 其中DW01与8205可以构成锂电池过流保护（0.15V），过充保护（4.3V），过放电保护（2.5V）； 典型应用图 DW01 的CS端动作电平是150mV，想增大过流值，只能用导通电阻更小的场管，调整对地电阻没有用。用8205场管的保护板，过流值大概在2.5 ~ 3A 间，换低导通电阻的场管就可以增大过流值。可以使用两个8205背靠背并联使用。