原创 环流：向我们发出警告

环流：向我们发出警告
技术分类： 电源技术   作者：Paul Rako，EDN技术编辑  发表时间：<?xml:namespace prefix = st1 ns = "urn:schemas-microsoft-com:office:smarttags" />2006-12-07 <?xml:namespace prefix = o ns = "urn:schemas-microsoft-com:office:office" />

　　理解了如何避免或尽量减小环流的影响，您的设计就会更可靠。每个工程师都应掌握化解这种潜在威胁的技术。
　　要 点
　　环流可以祸害电源电路、音频电路以及 RF 电路。即使 IC 设计者也必须努力应对环流的影响。
　　在考虑环流造成的麻烦时，电路的交流阻抗要比电阻更重要。
　　原理图中的公共符号或接地符号只不过是另一种线路，并不代表零阻抗。
　　电源输出电流大，内部环流也大。应使基准接地远离这些节点。应使电源电路和你的系统在一点连接。
　　切割接地层通常会造成更大麻烦。但是，当全是模拟电路时，这个规则就有些例外。
　　通常良好的设计习惯和采用差分信号链就可避免音频与 RF 电路中的接地回路。

　　对设计工程师来说，环流会造成毁灭性灾难，无论你的设备是计算机还是通信系统。有些工程师缺乏对环流的正确认识，因为在原理图上一般用一个接地符号或公共符号表示所有电路的返回路径。初级工程师经常错误理解这个符号，认为它代表零阻抗。情况并非如此，接地符号只表示你原理图上的一种线路。如果接地连接中的电流足够大，或者变化得足够快，就会产生一个相当大的电压，该电压可能影响到电源的精度。另外，在仪表应用中，该电压还

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会造成测量误差，数字系统工程师必须努力应对接地弹跳问题。音频缓冲器会出现可怕的接地环路中的环流效应，它会引起蜂鸣和哼声。RF 工程师总要努力控制高频系统设备中地电流的流动。接下来我们将寻找环流的原因，看一些实际例子，然后了解一些实用的设计原则，防止环流毁掉你的设计。

　　即使有经验的工程师也必须记住，原理图上的接地符号或公共符号只是为了标记方便。一个接地符号只是表示一根线，虽然一根线有很多连接。当接地符号表示一个接地层时，仍然会存在一个有限的阻抗，它可能干扰电路的正常工作。这个关键字是“阻抗”，而不是简单的电阻。当敏感节点有微伏的变化时，接地电路的电阻就会造成问题。比较常见的问题是电路的阻抗，或不同频率下显示的电阻。即使是新手工程师也应该可以觉察这个问题（见附文1“阻抗101：熟悉的阻抗老公式”）。当用DVM（数字电压计）测量时，一根50Ω同轴电缆会显示出毫欧级的电阻。但在高频下，该电缆的阻抗为50Ω。

　　用一些实际数值代入熟悉的阻抗老公式，可能有助于证明接地连接对阻抗（而不只是电阻）有如此之高的依赖程度。25 pF 电容看来并不大，但在 100 MHz 频率时，阻抗公式给出的值是64Ω。我们知道，视频信号的阻抗通常是300Ω、75Ω或50Ω，而仅25 pF杂散电容就能产生64Ω的阻抗，这足以让你踌躇不前。在环流王国中，电感经常是问题的根源。15 nH的电感是个很小的值。自由空间中一英寸电线的电感大约为15 nH。但在100 MHz时，该电感的等效电阻为9.5Ω。你再次看到仿佛无关的杂散电感却能变成相当大的阻抗。

　　乍看来，这些事实并不会对很多工程师造成困扰。他们认为，由于自己的开关电源时钟为 200 kHz，所以不需要担心阻抗问题。但是，他们没有搞明白工频与电路中的最高频率成份。傅利叶分析表明，一个 200 kHz 方波的频率成份可达数百兆赫。为更好地理解这些问题，可将电容与电感的关系看作电压和电流。

　　同样，我们把一些实际值代入熟悉的阻抗公式。看看电路节点与衬底之间的杂散电容，2 pF值在半导体中并不罕见。IC的上升时间通常为1ns。如果器件工作在5V，变化速率就是5V/ns，或5GV/s。将此数字与这个微小电容值相乘，得到一个 10mA 的电流。每个以此速率转换的节点都会将10mA电源电流倾流入地。

　　这只是很多种环流中的一种情况。例如，查看同一 IC 上的一个小电感的影响。如果所有这些杂散接地电流总和为 100 mA，该电流在相同的 1 ns 内出现，则电流的变化速率为 100 mA/s。一片 IC 中的一根接合线很容易有 2 nH 电感。通过该接合线的这个电流变化就产生 0.2V 电压。这个数值可以影响逻辑电平或瞬变时间。不要忘记：相同瞬变发生在电源线上，并且可能造成自己的问题（参考文献 1）。

　　对环流而言，如果信号移动得足够快，即使很小的杂散电感和电容也可以产生大电流和大电压。因为板级 Spice 和其它仿真通常不对这些杂散值建模，所以电路会在计算机上表现得很完美。但到试验板或生产阶段，环流的影响却能毁掉你的设计。

　　考虑环流毁掉设计的一些实际例子。理解快速变化的电压和电流对 IC 设计者的负面影响，考虑一下混合信号系统设计者必须承受的灾难。硅片上的数字电路会在很短瞬间向衬底注入安培级的电流。同一个芯片上可能包含有脆弱的模拟电路，而它没有噪声容限。更糟糕的是，如果现有的仿真与验证工具没有做对地杂散或电路间杂散的建模，则第一只硅片就无法正常工作。然后要花数月时间去找出问题，重新设计电路。Ca

dence 设计系统公司 Virtuoso 营销集团总监 Anthony Gadient 说：“重要设计的上游电路设计者与下游布局工程师实现交流的约束规则非常重要，这些约束能在设计者之间准确地交流关键信息，如哪些器件需要匹配，或电路的哪个部分需要与注入衬底的噪声进行特别隔离。”

　　图 1 是一片IC中的内部电路以及接合线的电感，图中表示为L₃。电源、接地的连接亦有各自相应的电感。图2为数字逻辑信号上接地反跳的影响。地电流对这些杂散电感做出反应，造成过冲、欠冲和振铃。当快速运动电流对接地脚的接合线做出反应时，在接地脚上出现电压。这个问题促使一些制造商修改自己的封装，以尽量减小接地电路上的杂散电感。

　　电源

　　当大的输出电流在实际输出电压和反馈电压之间造成差值，以及当大的输出地电流使电源芯片的模拟接地偏离真正地电位时，环流就在电源中产生问题。另外当电源、接地线路上大的输出电流妨碍向系统提供精确电压时，以及环流在回路中向系统辐射过量 EMI 或造成系统无法通过FCC（美国联邦通信委员会）的测试时，也会造成问题（图3）。

　　图3中，反馈电阻器

不在输出电容器的左侧，因为这个配置将反馈采样点放在了有交流环流的走线上，所以反馈电阻器放在右侧；另外，你可以将反馈电阻器用四根Kelvin线连接到输出电容器焊盘上（图4与参考文献 2、3）。还要针对正确的接地确定 IC 的内部电压基准。如果基准连接到接近输入电容器或同步开关（或异步设计中的二极管）的接地上，则快速变化的大环流将会造成接地基准的跳变。美国国家半导体公司现场应用技术成员 John Dutra 指出，可以从没有开关或二极管的电感器端传出的最快变化波形是一个三角波，三角波比起在输入电容器和同步开关之间循环的高di/dt电流产生的麻烦要少些。如果IC有一个电源接地，则它可以向这个节点倾入电流，但模拟接地或参考接地应连接到输出电容器右侧的接地端，更好地与反馈电阻器分享 Kelvin 连接。

　　一旦反馈网络放在了输出电容器的右侧，并且将 IC 的基准连接到输出电容器的接地上，就必须将电源输出引至系统。为控制接地层中的电流，有些工程师主张在接地层中切槽。但是，很多工程师发现这个办法并不好。如果围绕切口有电流流过，则它会产生环流区，从而导致辐射和其它问题。这样还限制了接地层作为 RF 屏蔽层的应用。

　　Henry Ott 咨询公司总裁 Henry Ott 认为：“在混合信号印制电路板上控制噪声是一个困难的问题，尤其是对有多只 ADC 的电路板更是如此。有些工程师建议将接地层分开，将数字接地与模拟接地隔离开来。尽管分隔接地层办法是有效的，但它也有很多潜在问题。通过了解高频接地电流流动的方法与位置，通常能够开发出一种控制噪声的方案，并且在多数情况下仍能保持单一的连续接地层。对混合信号印制电路板来说，元件的布局与分隔，再加上布线规则（而不是分裂接地层），就构成了成功的关键。”

　　对于电源，只是将所有接地节点都固定到接地层可能是个坏主意，即使你在布放元件时减少了环流影响。四层电路板现在很普遍，很多工程师现在都在做六层或八层电路板。你可以利用这种多层的优势，使接地层有最小的环流。有一种简单的技巧对双层板也适用：在顶层电路板上，用交流环流将所有接地节点连结到一起。美国国家半导体公司首席现场应用工程师Alan Martin报告说，最好的方案是再将该地线只通过一只过孔连接到接地层，而这个过孔要布放在输出电容器的接地焊盘上。这种方案消除了接地层上的所有交流环流，使输出电容器上呈现一个稳定的电压，因为反馈网络和IC的基准也连接到这只焊盘。

　　图5和图6显示了这种原理的实际应用例子。这款降压稳压器使用了一只装在四层电路板上的 Linear Technology 1.25MHz LT1767步进降压稳压器。在布局中，电路板底层为接地层，但也作为电路板正下方其它敏感电路的一个屏蔽。电源将电路连接到输出电容器的接地焊盘。接下来上面的一层只有两个连接：从磁珠到系统的输出，以及二极管 D₁与电容器C₅之间的连接。再往上一层亦将接地连接到输出电容器。此外，这一层还为 IC 与 C₂、D₂和 C₅循环节点之间提供地连接。环流都很接近，而电流被局限在一个最小区域内。IC₁的开关尽量靠近C₂和D₁，这里是产生最坏环流的地方。C₂、D₂和C₅之间的连接使用一片铜箔，用于D₂的散热，D₂是系统中最热的元件。同样，IC₁的接地也尽可能的大。连接到杂散层的过孔也有助于该层的散热。注意IC的过孔并未连接到该层。该层内部不存在环流，用作屏蔽。这种设计现已量产，所有高速、高性能降压稳压器都显示出一些最干净、最尖锐的波形。

　　同样原则可以应用于升压或S

EPIC（单端初级电感）稳压器。图 7显示为其拓扑以及做一个好设计所倡导的原则。Martin 说：“你永远不会因为在电源中设计隔离而感到遗憾。”隔离有助于使初级端和次级端的环流局部化。图8显示已隔离转换器对反馈网络有相同的要求。反馈电阻器梯形网络不应连接到整流器和输出电容器之间的走线上，Kelvin 连接会很有用。另外要注意，IC 中的基准和隔离初级端的反馈应尽量互相靠近，并且远离开关和输入电容器的环流路径。图中显示出了杂散电容器，它会在已隔离的电源中造成额外的问题。开关晶体管的封装片是集电极或漏极，当开关打开时该节点反扫回初级绕组。这个快速 dv/dt 会将电流注入电源外壳，即地球大地。变压器内有杂散的绕组间电容，使电流注入次级，如果次级未能与大地或其它基准电位连接（至少要有一个大阻值电阻器），则该电流会使次级充电到危险的电压。图中显示次级以大地为基准，这在系统设计中一般是机壳。因此，在产品机箱中流过两种来源的电流，它会对接地故障断流器造成破坏，或导致测量设备的误差。

　　Enpirion公司营销副总裁Paul Greenland认为：“

;你必须记住三件事。空间中一根线的电感为15nH/in，因此，让走线尽量短。如果走线构成一个回路，则该电感会增加。所以，要让回路面积尽量小。最后，走线时要使电流互相抵消，就可以降低场辐射和敏感性。”（见图 9。）

　　切割接地层

　　切割接地层通常是一种错误做法（见附文2“音频中的环流”）。有很多通过布局和顶层浇注的方法，使有害环流远离接地层。同时，整体式接地层有最低的阻抗，可以提供一种有价值的RFI屏蔽。在某些情况下，切割接地层可以得到好的效果，但你必须认真分析能获得的好处，以及在实际系统中你的方案是否适当。

　　美国国家半导体公司的应用工程师 Paul Grohe 开发了一块直接连接到一台 HP3577A网络分析仪前端的印制电路板（图10）。他用这块板评估了一些由他所在团队设计的放大器的增益和相位特性。该电路板给出了很好的结果，超出了以往采用切割覆铜板手工制作电路板的精度、可重复性和低噪声性能。Grohe用该系统实现了 -100dB的噪声下限。当网络分析仪测量 1mV 以下误差信号时，这个下限在较低频率时很重要。Grohe还不满足，他用一把小刀切割电路板的接地层。切割以后，噪声下限提高到了-130dB。任何熟悉放大器特性与性能的人都知道，这是一个多么非凡的成就。图 11 显示了这个系统。

　　HP3577A的机壳公共端是50Ω 源以及输入放大器的基准。Grohe认为环流是通过基准输入的连接器接地返回仪器的。在一次实验中，Grohe 发现这些电流会干扰输入端亚微伏信号的测量。由于单端HP3577A有200 MHz带宽，因此重要的是用一个50Ω电阻器作源的端结。Grohe知道，来自该电阻器的相对大电流会通过所有可能的连接寻找到分析仪的“回家”路径。由于所有三个连接共享相同的机壳接地，电流会在灵敏的R基准连接器以及源和A输入端返回。对A输入端的干扰不太严重，因为这个输入端测量的是待测放大器的输出，该信号大到足以抵御干扰。通过切割待测放大器周围的接地层，Grohe可保证来自50Ω源端结电阻器的较大电流不会流经基准连接器。这个20dB的提高证明了一个原则，即工程师不能把接地看作是低电阻抗的出路，而需要牢记只不过是获得最大性能的另一个简单连接。

　　在切割接地层的规则中，应注意切割并没有提高放大器的性能，而是改善了放大器回路内部微伏信号的测量。采用差分输入分析仪（如 Ridley 或 Venable）也会减轻环流的问题。不幸的是，这些仪器目标是用在电源分析中，带宽只有 HP3577A的十分之一。在鼓励量产电路板中切割接地层以前，要保证它不只是测量的提高，并且是测试设备的接口，更确切地说是对信号链性能的一种真正改进。

　　RF中的环流

　　RF 工程师深知环流造成的麻烦。射频系统必须经常参考大地接地，各个部件都是单端的。图 12 为连接两个RF子系统的一根同轴电缆。由于电缆必须有RF屏蔽，所以它必须连接到子系统的机壳上。如果一个子系统中的大型电源将电流注入大地接地，则该电流将沿同轴屏蔽传输，干扰同轴电缆中的信号。精心的电源设计可以缓和这个局面，尽量减少注入电源外壳的电流，在开关电源变压器和FET开关与电源外壳之间使用静电屏蔽。Vicor在其多数模块中使用了这种方法，它的产品一般不会注入可测到的共模电流。

　　记住电源返回、机壳公共端以及屏蔽接地各有不同要求。如果你在设计汽车，应避免用系统的机架作为电流返回路径。每个电源都应有用于传送电流的返回线路，这样，电源导线构成了一个较小

区域的回路，降低了 EMI 辐射。要确保这个返回线路不会连接到系统机架的各个位置，如果不能避免，则这些连接要穿过共模扼流圈，或至少穿过磁珠。这种方案可降低高频交流电流，这种高频交流电流很有可能对RF信号造成干扰。保持屏蔽的作用，而不是用作电源的返回途径，这也可以保证产品有最低的 RF辐射，同样重要的是，机器起到抑制RF干扰的作用。用机架作为电源的返回路径是使维修人员不能在一个半导体厂中使用FM无线电的原因之一，这样做可能会造成机器重启动，或出现不可预料的动作。

　　关于RF辐射与抑制辐射的更多讨论超出了本文的范畴。但是，如果你没有犯图13所示的那些错误，那么你的系统会更可靠。问题是一种经典的接地回路，其中同轴电缆的屏蔽承载电源电流，在外部导体上产生一系列压降，从而对信号造成干扰（图 13a）。使用这种方法后，当你站在价值数百万美元的半导体机器旁打开一台收音机时，会造成它们的崩溃。你还可以将一根电缆中的屏蔽都聚集在一起，用一根线绕过屏蔽焊接到一个传统的安培管脚连接器上（图 13b）。但是，在高频下，该线的电感是一个影响很大的高值无功阻抗。另外，形成的回路会像一根小天线，辐射和接收 EMI

。这种方法由于电缆传感器端的 RF 环流以及向微处理器发假信号，会使半导体无法通过 CE 认证，从而使晶圆处理系统一次就能毁掉 25 块晶圆。

　　图 13c的情况来自于汽车业。它证明了直流连接和 RF 连接之间的差异。你可以用一根导线将车顶连接到车身，但 RF 信号很容易从车顶与挡板之间的缝隙穿过。一片金属板上的孔洞会降低屏蔽的效果，并关系到可与波长比较的孔洞最大线性尺寸。在车顶周围布放多个触点可以降低每个孔的长度。同样，在 RF 频率下，导线是一个高值无功阻抗。机械工程师不相信这个事实，因为欧姆表测得的车身和车顶之间的阻抗为 0Ω。这个问题再结合上使用塑料内护板，就给汽车工程师带来了无尽的烦恼，因为他们无法避免汽车点火噪声干扰收音机的接收。

　　模拟与 RF 顾问 James Long 对客户提出忠告：“记住电流会在闭合环路中流动，正如 Kirchoff 电流定律所述的那样。另外，电流会取最小阻抗的路径。在 RF 时，这是感性电抗。它选择的路径是回路电感为最小值，意味着回路包裹的区域最小。使用这些规则，你就可以想象出电流流过的地方，以及它会引起的二次效应。” Long 还建议，将进出导体尽量靠近布放，促使电流流过你希望流过的地方，而避开返回电流会造成损害的地方。

参考文献
1. "Understanding and Minimizing Ground Bounce," Fairchild Application Note AN-640, February 2003.
2. Kelvin (4-wire) resistance measurement, All About Circuits, www.allaboutcircuits.com/vol_1/chpt_8/9.html.
3. Varga, Craig, "Improved Kelvin contacts boost current-sensing accuracy by an order of magnitude," EDN, Feb 17, 2005, pg 80.

　　附文1：阻抗101：熟悉的阻抗老公式

　　众所周知，电阻是电阻器的特性，但阻抗则是一个与频率有关的特性，它涉及连接的电容与电感。每个工程师都记得无功元件的有关电流和电压的公式。由于电感器和电容器中的电压与电流有随时间而变化的现象，你必须祈求计算结果能表示这些类型元件的行为。在计算中，一个节点的电压不是依赖于直流电流，而是电流中随时间的变化量，可以用微分 di/dt 表示电流随时间的变化。

　　电容器和电感器的基本特性将容许健忘的工程师通过检查得出它们的关系。电容值越大、信号变化越快，则电容器上获得的电压就越小。这一情况证明，你可以在分母中放入电容和频率项。因此，对一个电容器来说，Z=1/wC，而辐射频率 w 相当于2pf，其中频率f的单位为赫兹，或每秒周期数。因此，电容器上电压与电流之间的关系就是Z=1/2pfC。反之，通过直接观察，电感器在高频下为开路，这给出一个提示，即电感值越大或频率越高，电感电路的有效电阻也越大。因此对电感器来说，频率与电感值出现在分子上。所以电感器的阻抗为 Z="2pfL"。

　　在直流或零频率下，对电感器和电容器的直觉就起作用了。电容公式中分母为零意味着直流时电容器的阻抗为无穷大。同样，电感电路公式中分子为零意味着直流时电感器的阻抗为零。实际电容器有泄漏电流，因此阻抗不是无穷大，并且实际线圈也总有一个金属电阻，意味着阻抗不为零。环流没有直流现象，但电流在直流下仍会

产生问题。高频时出现的问题更多。

　　工程师在不同节点更多地用电压而不是用电流去分析和构想电路。他们这个想法来自于示波器和电压表能很方便地用于测量节点电压，而测出一个节点的分支电流则不太容易。由于电压非常重要，你会希望算出电抗电路中的电压。直觉告诉你电容器越大，电压变化越小，因为电流注入了电容器中。由于大电容器意指小电压，所以电容必须以分母形式出现。记住：你在与随时间变化的元件打交道，因此电流项不再是一个直流项，但你可以把电流的变化率表示为 di/dt，即电流随时间变化的速率。这样，就可以算出电容器上产生的电压 V=(1/C)(di/dt)。同样，较大电感器会产生更高电压以响应变化的电流，因此电感器上电压的公式变为 V="L"(di/dt)。

　　你还可以用直觉算出通过电容器或电感器的电流。健忘的人只需要记住，通过电容器的电流会随着电容值或电容器上的电压变化而增大。于是得到I=C(dv/dt)。同样，电感器的电感量越大，通过它的电流就越小。电感一定是以分母形式出现。于是公式为I=(1/L)(dv/dt)。

　　附文2：音频中的环流

　　工程师们经常把音频中的环流看作接地回路。通常情况下

，功率级的大电流会干扰音频信号，正如电源的工频电流会干扰基准电压。例如，一个功率放大器用于放大 CD 播放机的输出，使得输出足以推动扬声器（图 A）。该应用有一个稳压器，将电路板上的 12V 电压降至 CD 播放机所需的5V，但图中省略了这部分。很多CD 播放机能用这种方式正常工作，但有些却在音频中产生不可接受的噪声。这些播放机内部布局不良，电源中使用了小电容器。

　　图B将系统作了重新排列，显示出通过CD 机电机的大电流。电阻器符号代替了导线，造成音频信号干扰的不是简单的电阻，而是交流阻抗。

　　电源从上方接入功率放大器的印制电路板，图中亦省略了印制电路板上的稳压器。电阻器表示出电路板走线的阻抗，下一个电阻器则是为CD 播放机提供功率的电缆阻抗。其它电阻器则表示 CD 播放机上接至电机正极的走线阻抗，在电机下也有相应的阻抗。图中亦显示出了到CD 机上放大器和功率放大器板的接地连接线。这些导线亦有阻抗，也需要考虑进去，尤其是来自插件式放大器的接地，因为它承载着为扬声器提供功率的较大电流。为简化起见，只有电机的电源线显示了等效阻抗。这些阻抗就是音频噪声的来源。

　　只有某些播放机有音频噪声问题，这是因为他们内部接地不良，并且使用了小的电源电容器。图中示出了放大器的接地脱离了CD播放机内部阻抗的底部。但是，如果播放机设计者在电路板布局时把放大器接地接到电机的负端，则情况会更糟。这种方法会产生三个反抗电机电流的等效阻抗，从而在放大器的接地基准上增加噪声。如果在播放机中使用了数法拉的电容，则可以看到电缆和印制电路板阻抗中只有直流成份。CD 播放机电机可以开关，音频音量可大可小，电容会平滑这些交流脉冲，使响应低于 20 Hz，不能被人耳听到，并低于信号链的截止频率。可能存在直流误差，而且电流仍然会流过接地回路，但它是直流电流，信号中不会有交流电源电流。CD 播放机中放大器的去耦不会降低这个噪声，而整个 CD 播放机必须有大量电容来平滑电机电路中的电流脉冲。应记住 CD 播放机经常会缓冲数据，而电机可以周期性地开关。这种情况使噪声出现在音频链上。此时，采用星形接地或 5 oz铜箔层也没有用处，而电缆的阻抗肯定会带来问题。由于设计者无法指定哪种品牌 CD 播放机连接到系统上，他应在音频输入端采用差分连接，如使用一个输入变压器、一个差分输入放大器，或用一个集成电路芯片，如 Rohm BA3121 接地回路消除器 IC（图C）。

　　音响爱好者一直坚持星形接地是唯一可接受的接地系统。但包括DSP和D类放大器的复杂的音频链的出现抹去了星形接地系统头上的光环。虽然星形接地可以省去电路板上的接地回路，但它们也增加了该电路板上所有接地的阻抗。很多星形接地的音频放大器会在最小激励时产生振荡。D2Audio 首席技术官 Skip Taylor建议公司客户“保持连续的接地层，并且通过布线，适当地划分功率层和顶层浇注，以控制电流对信号的影响。”