原创 降低可携式应用中升压转换器开关损耗

为了降低无源元件的尺寸大小并获得快速动态回应，驱动频率被提高至MHz等级，但驱动频率越高，开关损耗就越大，随着开关频率不断增加，MOSFET的开关损耗将超过导通损耗。特别由于功率元件是在最高电压电流条件下被关断的，因此，升压转换器的关断开关损耗要大于导通开关损耗。

在1.6MHz的开关频率和8.3MHz的LC谐振频率下进行了相关实验，结果显示功率元件所需的安全工作区域（SOA）比典型升压转换器小，这表明功率元件的功耗很低。这就允许利用较小封装的控制IC来处理更高的输出功率。在满负载、低输入电压条件下，这时，输入电流较高，LC 谐振升压转换器便能有效提高功率转换效率。

在可携式产品的各种 DC-DC 转换器中，效率已逐渐成为有关延长电池寿命的热门话题。在升压转换器或步进转换器中，主要的开关损耗是在功率开关关断时产生的，因为此时仍处于最大的电压电流转换条件。在非连续性电流模式（DCM）中，升压转换器的主要功率元件通过从零电流开始的一个软启动电流来导通。由于功率元件在高电压零电流时导通，所以它的开关损耗非常小，可以忽略不计。鉴于电感电流的正斜率，其流入功率元件的电流在元件关断时达到最大。因此，在 DCM 中，关断损耗比导通损耗大。不过，导通损耗是在连续电流模式（CCM）下产生的。但其关断损耗仍然大于导通开关损耗。本文所介绍的 LC 谐振网路，可降低或消除关断开关损耗。

谐振电路解析
在升压、降压或升/降压转换器中，LC 谐振网路可按图 1 所示实现。
　

(a）带有无损耗 LC 网路的升压转换器
　

（b）带有无损耗 LC 网路的降压转换器
　

(c）带有 LC 网路的升/降压转换器
图1. 带有无损耗 LC 网路的不同应用
　

图 1 显示了无损耗 LC 谐振网路的不同应用实例。本文中，如图 2 所示，LC 谐振网路被用于升压转换器。为简化模式分析，假设功率元件和所有无源元件都是理想的。图 3 显示了带有LC谐振网路的升压转换器在各个时段的工作模式。本文提出的具有附加谐振网路的升压转换器，它的工作可分为三种模式。首先，主开关 Q 是关断的。电感电流 iL(t）具有负斜率，通过电感 L 和输出二极体Do 流向负载，如图 3(a）所示。电压 VCr 由一个正电平充电，并具有和输出电压 Vo 相同的幅值，见图 3(a)。

模式 1（t1 ￡ t < t2)
在 t="t1时"，Q 导通。电感 Lr 和电容 Cr 启动谐振，谐振频率及其週期 Tr 可计算如下：
　

                           （1)
　

                                                    （2)
　

图 2. 带有 LC 谐振电路的升压转换器
　

(a)（t < t1）                            （b)（t1 ￡ t < t2)
　

(c)（t1 ￡ t < t2）                      （d)（t1 ￡ t < t2)
　

(e)（t2 ￡ t < t3）                  （f)（t3 ￡ t < t4)
　

（g)（t3 ￡ t < t4）                   （h)（t3 ￡ t < t4)
图 3. 升压转换器中 LC 谐振电路的工作模式
　

由于谐振阻抗 Zr=?（Cr/Lr)，故谐振峰值电流Irpk为：
　

                                        （3)
　

模式2（t2 ￡ t < t3)
一旦 Q 导通，谐振电流就迭加到 MOSFET 的汲极电流上。在非连续电流模式（DCM）中，汲极电流从零开始。由于 Lr 和 Cr产生的谐振，使得Cr 的电压极性改变。如果电压 VCr 变得比 DC 输入电压更高，则 D1 导通。因此，在 Q 导通时（如图 3(c）和图 4 所示)，通过输入电压，VCr 被很好地钳位。在谐振週期 Tr 之后，电感电流具有正斜率，并与图 3(e）所示的典型升压转换器的波形相同。电感电流峰值可计算如下：
　

                              （4)
　

这里，Iin 是输入平均电流，Ts 是开关週期，D是占空比，定义为 Do(t3 - t1)/Ts。若 Q 关断，这种模式即结束。

模式 3（t3 ￡ t < t4)
如图 3 所示，当 Q 关断时，电感电流直接从 MOSFET 转到 Cr。负载电流由输出滤波器提供，输入电压源没有电流流出。因此，利用恒定谐振电流，Cr 电压从 –Vin 变为 +Vo，如图 4 所示。在这种条件下，MOSFET 漏源电压 Vds 具有一个斜率，因为它通过谐振电流 Ipk 从
–Vin 充电到 +Vo。週期 Td = t4 – t3 之间的时间，可由下式求得：
　

                                  （5)
　

故此，MOSFET汲极电压正慢慢增加，同时其电流立即从 MOSFET 转向到电容 Cr，从而有效地降低关断损耗。如图 3(h）所示，若电容电压 VCr 超过输出电压幅值，那么 D2 会变为正向偏置，Cr 经由 D2-Lr-Do 和输出电路相连接。这样一来，当 Q 关断时，如图 4 所示，通过输出电压 Vo，VCr 得到很好的钳位。

 实验结果
图 5 是用具有1.6MHz开关频率的FAN5331实现的 LC 谐振升压转换器。如图所示，LC 谐振相关值有Cr=53pF、Lr=4.5uH、L=10uH。因此，由式（1）可求得谐振週期为Tr=48.5nsec。典型的输入电压为5.0V，输出电压设置为15.0V，负载电流为50mA。由开关频率可求得开关週期 Ts="0".625usec，输入输出转换占空比D=0.67、Ton=420nsec及Toff=205nsec。
　

图 4. LC谐振升压转换器的工作模式和主要波形
　

由式（3）可知，谐振电流峰值Irpk=51.4mA，但实验结果却为40mA。当Vo=in=5.0V、Po=750mW时，平均输入电流Iin为176mA、Pin=880mW。故由式（4）可算出峰值电感电流Ipk=280mA。
　

图.5 FAN5331实现的LC谐振升压转换器
　

图 6. LC谐振升压转换器的实验结果
　

图 7. 带有和没有LC谐振电路的SOA曲线比较
　

图 6 显示了带有和没有谐振 LC 网路的传统升压转换器的比较结果。如前关于工作模式中所阐述的，当 Q 导通时，谐振週期开始。图 7 显示了 Q 导通或关断时的 SOA 曲线。正如预料，当 Q 关断时，传统升压转换器的汲极横截面上的电流电压要高得多。汲极横截面上电压电流的详细波形如图 8 所示。实验结果显示，利用无损耗 LC 谐振网路，开关损耗得以有效降低。
　

图 8. LC谐振升压转换器的实验结果
　

图 9. LC谐振升压转换器的实验结果
　

谐振网路中谐振电感电流的实验结果如图 9 所示。谐振週期 Tr 测量值大约为 50[sec，与Cr=53pF、Lr=4.5uH时根据式（1）计算的结果一致。

图 10 显示了无损耗谐振 LC 网路的 SOA 曲线。比较图 7 和图 10 可看出，带有 LC 谐振网路的升压转换器的 SOA 比典型的没有 LC 谐振网路的升压转换器更好。图 11 比较了带有和没有谐振LC 电路的传统升压转换器的效率，由图可见，效率有显着提高，尤其是当 DC 输入电压较低时。
　

图 10. MOSFET 的汲极电压和电流波形比较
　

图 11. 效率提高之比较

 结论
本文介绍了可获得更高效率的 LC 谐振升压转换器电路，给出了详细模式分析和设计指引。实验结果显示，这种 LC 谐振电路工作良好，可用于超可携式应用以延长电池寿命。(52RD.com)