原创 极宽输入电压范围的开关稳压电源

问题的提出：
一些便携式电子设备希望其电源适配器既可适用于全球电压范围的交流市电又可在汽车中使用12V、24VDC蓄电池。
通常最方便的解决方案是AC市电用一个AC输入端口，12V、24VDC用PC专用输入端口。这样，输入电压范围相对较小（Vinmax/Vinmin<5），比较容易实现。
然而，这些电子设备的用户并非电源内行，甚至是电子技术门外汉。很容易错将交流市电接到DC端口，造成电源灾难性损坏。
 解决方案1
为解决这一问题可采用DC专用端口插口，就像一般电子设备（如随身听，喷墨打印机等）那样，在这样电源的输入采用相似的输入插口方式，用户只要不是糊涂到连带有直流专用插头的线也接到交流市电，这种方式就可以正常应用。
交直流分别输入方式：这种输入方式的电路框图在输入电压范围不超过一个蓄电池组电压等级（如12V电压等级：9~16V、24V电压等级18~32V、36V电压等级27V~48V、48V电压等级40~65V或38~70V、110V电压等级85~150V）时，直流输入部分可以不必处理，直接送到末级开关稳压电源输入，而交流市电则通过第一级开关电源将交流市电变成直流输入电压相同的电压等级即可。这样两级开关电源可以均为普通的85~264VAC市电输入和某一直流电压输入的开关电源。
例如一个输出AC85~264V市电输入和DC48V电压等级输入，输出15W，5V/3A的电源可以采用两级TOPSwitch的解决方案，第一级将85~264AC转换成DC40~65V之间任何一个电压均可；DC48V可以与第一级输出接到一起作为第二级输入，这样第一级的输出电压就没有必要精确稳定，可以采用反激式变换器常用的初级控制型。）方式。第一级的TOPSwitch可以选TOP224，或TOP234或TOP244。考虑电路简捷和低成本宜选用TOP224Y，工作模式以选择电路断续为好。
第二级的TOPSwitch应选用48V电压等级专用的TOP414或TOP424，采用TL431作为电压反馈的误差放大器，并且通过光电耦合器控制TOP414或TOP424的控制端。
整机电路如图4.4.1。元件明细如表4.4.1。
表4.4.1 图4.4.1电路的元件明细
R1 6.8Ω C4 100μ/100V U1 TOP224Y D7 MUR440
R2 1kΩ C5 0.1μ/63V U2 TOP414Y D8 1N4148
R3 6.8Ω C6 47μ/16V U3 PC817A D8 6.8V/0.5W
R4 100Ω C7 1000PF/Y2 U4 TL431 D10 1N5408
R5 220Ω C8 0.1μ/63V D1 1N4007 D11 P6K200E
R6 1kΩ C9 47μ/16V D2 1N4007 D12 MUR130
R7 1kΩ C10 1000μ/16V D3 1N4007 D13 MBR1045
C1 0.1μ/X2 C11 330μ/16V D4 1N4007 D14 1N4148
C2 33μ/400V C12 1000PF/Y2 D5 P6K200E L1 22mH
C3 220μ/100V C13 0.1μ/63V D6 MUR160 L2、L3 47μH
整机参数：
输入电压：85~264V(AC)
40~65V(DC)
输出电压5V
电流3A
精度1%
尖峰电压<50mVP-P，正常小于30mVP-P
电源电压调整率<1%
负载电流调整率<1%
效率：不低于50%（AC输入）、不低于70%（DC输入）
变压器设计
第一级：
变压器T1：考虑输入电压范围太宽，宜选用低输入电压时电流连续，高输入电压时电流断续的工作模式。可以选用220V±20%输入范围的设计方法，即Vinmin=176V：对应整流后电压VD≈200VDC，满功率占空比为D=0.4，总效率60%，可选EI25磁芯，Ae=0.41cm2△B1选2000GS次级输出选65V
变压器初级电流峰值：
（4.4.1）
变压器初级电流有效值： （4.4.2）
变压器初级电感： （4.4.3）
变压器初级匝数： （4.4.4）
气隙： （4.4.5）
导线： 按3A/mm2 电流密度，对应的导线截面积S=0.076/mm2
线径： （4.4.6）
次级电匝数： （4.4.7）
次级电流峰值： （4.4.8）
次级电流有效值： （4.4.9）
次级导线：可按3A/mm2 或稍高一些电流密度选取，次级绕组的导线截面积：0.57/3=0.19mm2
对应线径： φ0.44~0.47mm。
控制绕组选12V： （4.4.10）
由于电流不大可以随意选择如φ0.25mm验算在最低输入电压90VDC下变压器是否符合要求：
最低输入电压下的占空比，由于电流连续，占空比可按式 计算，即：
（4.4.11）
代入数值得： ，D1max=0.591取0.6，开关管的导通时间为6μs。
变压器初级电流变化为： （4.4.12）
以本级变压器交换的功率 15W/0.6=25W 计，变压器提供的功率可以按：
（4.4.13）
（4.4.14）
对应的磁感应强度为： ，低于3000GS，（其中ΔB为1347GS），不会使磁芯饱和，符合要求。如担心EI25磁芯绕不下，可以选用EI28磁芯，这时的初级匝数为：58匝，次级匝数：29，控制绕组：6匝，气隙：0.23mm，其余参数与上述数据相同。
第二级：
第二级变压器的计算：基本参数为：VD2min=40V,f=100KHz, 取2000GS ,磁芯EI25。
最大占空比D=0.5效率0.75（对应输入20W功率）对应开关管最大导通时间为5μS，反冲电压VR=40V
由于输入电压变化范围并不大，可以按电流断续状态设计，这样：
初级匝数： （4.4.15）
初级电流峰值 （4.4.16）
留20%电流裕量，则I2PM=2.4A， 初级电流有效值
（4.4.17）
气隙： （4.4.18）
取0.2mm垫长垫于气隙中，，这样，中心柱与边柱的气隙均为0.2mm 磁路总气隙长度0.4mm
次级匝数 （4.4.19）
取整长为4匝，调整初级匝数为 ，对应的气隙为0.48 mm可取 0.5mm。
控制绕组 ，取10匝。
初级导线：截面积可选0.32mm2 对应两股φ0.44并绕
次级导线：次级峰值电流 （4.4.21）
次级有效值电流 ，取1.6mm2总导线截面积可选7股Φ0.39mm并绕。
4.4.3 方案2：单管变换方式
考虑交直流共用一个输入端口和电路的简单性，可以采用单级变换方式实现，整机电路如图4.4.2 。电路原理已在第一章的基本变换器的演化中论述，这里不再赘述。以下是与方案1的输入/输出参数相同的单管变换的电感与变压器的参数以及开关管的状态计算。
这种设计方式从哪里入手呢？也就是说电感如何确定？开关管是什么样的工作状态？
一般情况下在高电压输入电压时不宜工作在电感电流连续状态，其原因是电感电流连续状态下的输出尖峰电压比电流断续工作状态高，在高输入电压下尤为明显。因此，在高输入电压下是不宜工作在电流连续状态的。而既有电流连续又有电流断续，那么电感电流的临界确定电感电流临界状态下的？最好的解决方案是在两个输入电压等级之间设定电流临界点。通常可以选择交流220V的下边界（220V－20%的176V，整流滤波后的电压200V）为电感电流临界点。对于应用耐压为700V的TOPSwitch可以设置电流临界时的占空比为0.4，对应的第一级flyback输出电压为：
（4.4.22）
折算到交流220V+20%（264V）输入的整流输出电压为370V，由于以整流输出电压在200V以上时电感电流为电流断续状态这时的占空比是200V的0.54倍，为2.1μS；开关管上的电压为：
（4.4.23）
即使可能出现50~70V的过冲电压（仅仅是电感就不会产生像变压器那样高的过冲电压），仍低于TOPSwitch的700V。上述两个结果，既可以由相对可以接受的高输入电压时的占空比，开关管上的电压又低于700V，因此，对于TOPSwitch来说应该是合适的。
第一级变换的电感设计
（4.4.24）
（4.4.25）
（4.4.26）
（4.4.27）
（4.4.28）
（4.4.29）
最低输入电压下的电流峰值为： （4.4.30）
选用两股Φ0.41或0.51并绕，选用EI28磁芯。由于最低电压时的峰值电流为临界状态时的电流峰值的大约二倍，若最高磁感应强度为3000高斯，则在临界状态下的磁感应强度为1500高斯。变压器初级匝数为：
（4.4.31）
磁路气隙为：
（4.4.32）
第二级变换的电感（变压器）设计
（4.4.33）
（4.4.34）
（4.4.35）
（4.4.36）
选用EI28磁芯，
（4.4.37）
初级绕组：两股Φ0.39mm并绕。
（4.4.38）
次级绕组：七股Φ0.39mm并绕。
（4.4.39）
表4.4.2 图4.4.2电路的元件明细
R1 6.8Ω C3 2μ/250V U2 PC817A D5 MUR160
R2 1kΩ C4 47μ/16V U3 TL431 D6 MUR160
R3 6.8Ω C5 1000μ/16V D1 1N4007 D7 MBR1045
R4 100Ω C6 330μ/16V D2 1N4007 D8 1N4148
C1 0.1μ/X2 C7 0.1μ/63V D3 1N4007 L1 22mH
C2 33μ/400V U1 TOP224Y D4 1N4007 L2、L3 47μH

4.4.4 更宽的输入电压范围的单管变换器设计
通常输入电压最低可以是DC20V甚至更低，而在220V±20%的最高输入电压下的最高整流后电压将达370V，输入电压变化范围18.5倍！在这种极宽的输入电压变化范围，如采用常规的反激式电路结构其占空比的变化范围将非常大，从而不能实用。因此，作者认为还是采用级联方式来降低占空比的变化范围。例如采用flyback 级联，在理论上可使占空比的变化范围从0.11变化到0.7，这个变化范围看起来似乎并不大，但在实际上无论是电流连续还是电流断续的工作状态, flyback从输入向输出传输电能均必须通过电感并且每个开关周期传递的能量为：A=1/2L(i22-i12) 其中，i2,i1 分别为电感释放储能开始时和终了时的电感电流。而这个电感电流的变化也对应着开关管开通过程中电感电流的上升，当电感量不变时实际的占空比将意味着变换器工作在电流连续状态。在最低输入电压时为0.322/0.302A= i1/ i2 其中i1, i2 为开关管开通时刻和关断时刻的变压器初级电流；当变压器初级电感降到1mH 时，在最低输入电压时为0.326/0.456A 在 370 输入时电流刚好断，开关管道通时间为0.8μs，对变换器变化率为130mA 实际上还是工作在电流连续状态，高电压输入下的电流连续状态不利于输出电压尖峰的抑制，如用TOPswitch在电流断续下很容易达到输出电压尖峰小于20mV ，而电流连续时将明显高于这数值。
为了避免高输入电压的电流连续状态，这种极宽输入电压范围适采用隔离型 flyback级联电路拓扑，这样在最低电压输入时最大占空比为0.64~0.7 第一级电感感量为2mH时的反冲电压（第一级 flyback输出）为35.5V 而第二级反冲电压则为63V ，临界电流电续对应的输入电压应对应直流输入电压200V ，对应占空比0.4，反冲电压133V，在370V 时的反冲电压为133×1.85=264V。开关管电压为616V<700由于第一级是非隔离的，因而不会造成像隔离型输出的那样大的尖峰。
这样，对于5W 输入功率时在临界状态下的电流峰值I1m
（4.4.40）
（4.4.41）
接下来是求得最低输入电压的占空比
（4.4.42）
（4.4.43）
（4.4.44）
（4.4.45）
最低输入电压下的电流峰值为： （4.4.46）
选用两股Φ0.39mm并绕，选用EI30磁芯，选用EI28磁芯。由于最低电压时的峰值电流为临界状态时的电流峰值的大约3.14倍，若最高磁感应强度为3000高斯，则在临界状态下的磁感应强度为950高斯。变压器初级匝数为：
（4.4.47）
磁路气隙为：
（4.4.48）
第二级变换的电感（变压器）设计
（4.4.49）
（4.4.50）
（4.4.51）
（4.4.52）
选用EI28磁芯，
（4.4.53）
初级绕组：一股Φ0.39mm。
（4.4.54）
次级绕组：三股Φ0.39mm并绕。
（4.4.55）
电路如图4.4.3，元件表如表4.4.3。极宽的输入电压范围的单管变换器的关键是在最低输入电压时TOPSwitch是否能正常启动，事实上在20V时的输入电压时TOPSwitch是不能启动的。解决问题的方法是设法解决TOPSwitch低压启动问题，需要附加启动辅助电路。这个启动辅助电路不仅在最低输入电压（20V）时应能正常启动TOPSwitch，并且能承受最高输入电压（370V）。可以采用分立元件电路，如图4.4.3中Q1、D9、D10、R6、R7。其中Q1、R6、D9构成以最简单的稳压电源（如输出7V电压）R7作为限流电阻，将电压源转换为电流源，由于TOPSwitch仅需要0.5mA就可以启动（数据表中没有这个数据，是作者为研制极宽输入电压范围的开关稳压电源而专门作了大量测试后得出的结果）。Q1可以选用MJE13003（耐压450V）即使按β=20计算，基极偏置电流仅0.025mA，R6可以选用：
（4.4.56）
即使选220kΩ，在交流最高输入电压下流过R6的电流和功耗也不过0.6mA和0.154W（启动辅助电路采用半波整流方式，以尽可能减小R6的损耗和最低输入电压下的二极管的压降）。这样就完成了极宽的输入电压范围的单管变换器全部设计。电路的元件参数如表4.4.3。
表4.4.3 图4.4.3电路的元件明细
R1 6.8Ω C3 2μ/250V U2 PC817A D5 MUR160
R2 1kΩ C4 47μ/16V U3 TL431 D6 MUR160
R3 6.8Ω C5 1000μ/16V D1 1N4007 D7 MBR1045
R4 100Ω C6 330μ/16V D2 1N4007 D8 1N4148
C1 0.1μ/X2 C7 0.1μ/63V D3 1N4007 L1 22mH
C2 3.3μ/400V U1 TOP224Y D4 1N4007 L2、L3 47μH