原创一款不带变压器的低成本、非隔离式 AC/DC 降压转换器

 2011-9-21 09:36  3992 12 12 分类: 模拟

作者：Jeff Falin德州仪器 (TI) 高级应用工程师和 Dave Parks TI 资深实验室研究员

引言

诸如智能电表或者功率监控器的离线设备都有一些要求10W以下非隔离DC电源提供低功耗 DC 电源轨的唯一实用方法仍然是在整流器后面使用一个效率极低、未经调节的电阻/电容分压器，或者一个难以设计的反向 DC/DC 转换器。MOSFET 技术的一些进展以及创新的磁滞降压控制器栅极驱动电路带来了一种超低成本 DC 电源轨。

图 1 显示了完整的转换器。整流器电路使用一个标准、快速开关整流器二极管桥接 (D1) 和一个 LC 滤波器（L1 和 C2）。我们将对其余组件进行更加详细的介绍。

图 1 AC/DC 降压转换器电路

基本降压转换器

TPS64203 是一款磁滞降压转换器，专为驱动高端 pFET 而设计，拥有最小导通和断开开关时间要求。传统的磁滞转换器有随负载电流变化的开关频率，与其不同的是，最小导通和断开时间在转换器以高输出功耗电平在连续导通模式下运行时，从根本上控制开关频率。TPS6420x 系列中的其他一些转换器可主动避免在声频范围内进行开关操作，从而有效地获得最大导通和断开时间。TPS6420x 系列起初是为电池供电型应用而设计，拥有 1.8V 到 6.5V 的输入电压范围，以及非常低的静态电流（最大为 35 μA）。在启动期间，TPS64203 被齐纳二极管 D2 以及高压电阻 R2 和 R3 偏置。5-V 电压轨上升以后，肖特基二极管 D4 允许 5-V 输出轨驱动控制器。

功率 FET Q4 必须具有足够高的 V_DS电压额定值，以使其不会被输入电压损坏，同时还要有足够高的电流额定值，以处理 I_PMOS(RMS) = I_OUT(max) ×√D_max。它的封装还必须能够驱散 P_Cond = (I_OUT(max) × √D_max)² × R_DS(on)。一般来说，高压 P 通道 FET 有一个过大的栅极电容或者导通/断开时间，过高的漏－源电阻 (R_DS(on))，过大的阈值电压 (V_TH)，以和/或制造图 1 所示实际电路时的过高成本（即足够的成本效益）。由于 230 V_RMS + 10% 容差的高压线来自 350-V_PK AC 线，因此 FET、滤波器和输入电容需要根据 400V 设定额定值。

FQD2P40 相对较新，即 400-V P 通道 MOSFET。利用 10-V 栅极驱动的5.0Ω R_DS(on)以及小于 13nC 的总选通电极充电，借助于由 Q2、Q3、C4 和 D3 组成的创新驱动电路，该 FET 可轻松地通过控制器开关拥有比老式 FET 相对更少的导电和开关损耗。我们选择转换器的整流肖特基二极管 D5，因为它拥有可阻止输入电压的电压额定值、稍高于输出电压的峰值电流额定值，以及 I_Diode(Avg) =(1 – D) × I_OUT(max)的平均电流额定值。利用 D_max of 5 V/120 V = 0.04 以及如此低的输出功率，峰值电流额定值和功耗在两种开关中都不成问题。

降压功率级的 LC 滤波器如 TPS6420x 系列产品说明书中介绍那样设计。利用高于输出电压的输入电压，所有 TPS6420x 控制器将运行在最小导通时间模式下。方程式 1 计算高线压下的建议降压转换器电感，其假设电感纹波电流系数的 K=0.4。

相对较高的 K 值最小化了电感值，并且经证明是可以接受的，因为这种特殊应用的稳态输出纹波要求小于 0.02 × V_OUT，即高负载时的 100mV_PP。磁滞后，TPS6420x 控制器一般在输出电压有一些纹波时工作效果最佳。我们建议使用至少 50-mΩ ESR 的输出电容可产生 ΔV_PP(ESR) = ΔI_L × R_ESR的纹波电压，其一般远超出电压纹波的电容分量。图 2 显示了该应用的测得纹波。

图 2 V_IN=250 VDC 和 I_OUT=500mA 的输出纹波

由于 TPS64203 为磁滞型，因此在其运行在脉冲频率模式下时，其输出电压在更低输出功率下将会有更高的纹波。测得转换器的工作频率约为 32 kHz，其与下列预计值一致：

驱动电路如何工作

双极型晶体管 Q1 和电阻 R4 及 R5 构成一个恒流驱动的电平位移器，其允许低压 TPS64203 控制器操作由 Q2 和 Q3 构成的离散式栅极驱动电路。同控制器一样，电平位移器在启动时由齐纳二极管 D2 驱动，而在启动以后经调节的 5-V 轨则通过肖特基二极管 D4 驱动。功率 FET Q4 的栅极必须刚好过驱动，以为要求输出电流提供可接受的 R_DS(on)。驱动过多会增加开关损耗，而驱动过少又会增加传导损耗。查看 FQD2P40 产品说明书，并检查一些实验和误差后，我们选择了 V_GS? 12 V。

电容 C4 和二极管 D3 对驱动电路的功能至关重要。我们选择电阻 R5 来将 12V 栅极驱动电平设置在整流器输出电压以下。二极管 D3 将电容 C4 限定在这一电平。特别是，当 U1 的开关引脚输出一个低信号来开启功率 FET 时，信号被电平位移到 Q3 的基极。晶体管 Q3 开启，并快速地将 Q4 的栅-源电容 C_GS充电至 12V。如果没有 C4 和 D3 的话，关闭 Q4 会让 Q3 成为一种漏极接地的昂贵的高压双极型晶体管。当 U1 的开关引脚输出一个高信号来关闭功率 FET 时，该信号被电平位移至 Q2 的基极。Q2 开启，有效地将 Q4 的栅极与输入电压连接。在没有起到本地电源作用的电容 C4 的情况下，晶体管 Q2 和 Q3 无法提供快速（且因此而高效地）上拉或下拉 Q4 栅极电容所必需的快速电流峰值，注意到这一点很重要。另外，由 R4 设定的电平位移器电流 I_LS必须足够高，以在 t_on(min)期间移动 Q4 的栅极电荷 Q_Gate。也就是说：

电容 C4 值设定大于 Q4 的栅极电容，但其必须足够的小，以便在更短控制器最小导通与断开时间期间能够得到再充电。图 3 显示了 300V 和 500-mA 负载输入电压下，一个开关周期的栅极和漏极导通/断开时间。表 1 显示了测得的转换效率。

图 3 一个开关周期的 Q4 栅极和漏极电压

表 1 测得的转换效率

电流限制与软启动

在许多低压应用中，TPS6420x 使用一个高端限流电路，旨在将安装在 VIN 和 ISENSE 引脚之间的电流检测电阻的压降同基准参考电压进行对比。如果检测电阻的电压超出该电压，则电路关闭开关，从而实现逐脉冲电流限制。高压应用中， ISENSE 引脚上没有过电压时无法使用限流电路，因此 ISENSE 引脚高位连接　至 VIN。所以，图 1 所示电路没有电流限制。我们推荐使用高端保险丝来提供短路保护。

在一些典型的启动应用中，TPS64203 限流值慢慢上升，以提供限流的受控软启动。在这种应用中，限流电路和软启动均无效；因此，启动浪涌电流会很大，而输出电压会稍稍过冲，如图 4 所示。

图 4 V_IN=300V 时 10-Ω 负载启动