原创 汽车应用中Buck架构电压调节器的设计方法

1. 概述

汽车内部环境以严酷著称，设计用于这样环境的电子产品时需要对可靠性予以特别的考虑，采用符合车用品质的器件是常见的选择。

车辆电池总线上的电压波动幅度很大，这是设计从中取电的电压调节器时不能忽略的。

车内的温度范围极宽，而所有的设计都需要考虑到这一点，应在整个温度范围内对所有元器件的参数进行考核，看它们是否能满足实际的需要。

对于车载电子设备来说，收音机近在咫尺，如果开关模式转换器的辐射水平不能降低到一定的程度，其信号就会侵入收音系统成为令人讨厌的噪声。

立锜科技已经针对汽车应用发布了多款通过AEC-Q100认证的集成电路产品，本文后续的几章将以RT2875BQGCP为例说明从汽车电池获得稳压输出的方法，该产品是经过AEC-Q100 2级认证的36V/3A电流模式Buck转换器。

2. 汽车环境的挑战

图1显示了一种车内电力系统的可能形式。

图 1

电池电压的变化

汽车引擎启动的时候，电池供电的线路电压会出现严重的跌落，冷启动时可能更会低达3V左右。车载电池的充电电流来自交流发电机，在将电池和交流发电机断开的时刻，强大的电流会在线路上形成过高的电压，线路上的滤波电路和电压抑制电路会将这种电压冲击的大部分滤除掉，但其后连接的电子器件仍然需要具有足够的能力去承受剩余的部分。无论这些状况如何发生，电压调节器都需要努力维持其输出的稳定。电子系统中需要的电源电压通常在1.8V ~ 5V之间。当输入电压接近调节器输出电压的时候，或者就是冷启动造成的低电压情况下，电压调节器实际上已经无法保持其输出的稳定，这时候的电压跌落通常来说是被容许的。

EMI电磁辐射问题

所有的开关模式转换器都会形成一定的电磁辐射，辐射的量与开关切换频率、开关切换速度、负载电流、滤波器和PCB布局密切相关。转换器附近的收音机对其工作频段内的电磁场极其敏感，因而很容易受到转换器切换噪声的影响。通过选择适当的开关切换频率可避免转换器生成的辐射信号落在收音机的敏感频带内；降低开关切换速度可以有效地降低电磁辐射，但也同时增加了转换器的开关切换损耗，造成转换效率的降低；良好的滤波设计和PCB布局对于降低噪声、减小对其他电路的影响起着至关重要的作用。

宽阔的工作温度范围

汽车的使用环境既有极寒的冬天，也包括骄阳照耀下的夏日，其温度变化范围是极大的，而所有电子元件的很多参数都会随着这样的温度变化而发生漂移。所以，要想将一个电子元件用于这样的环境中，就需要将它置于各种不同的温度环境下进行考核，确保它在每一种环境下的每一种工作模式都能正常地运作。因此，所谓汽车级的IC，它的各项参数是在所有的工作温度下都进行过验证的，工程师在选择这样的IC时可以利用其数据表知道它可以被使用在什么样的环境中。

3. RT2875BQGCP特性概要

RT2875B具有很丰富的特性，这使它成为工业和汽车级应用的理想选择之一。图2是它的应用电路图，其中包含了很多不同的功能和特性。

图2

• 宽输入电压范围，可达100%的占空比，这一结合使之成为应对电池电压波动的利器，可使其输出电压的变化最小化。
• 可设置的开关切换频率容许在效率和元件尺寸的平衡上进行权衡；可外界引入的同步信号使得精确的频率设定成为可能，可以避开最敏感的频带。
• 可调电流限制能对最大电感电流峰值进行设定，这样就可以选择精确优化的电感饱和电流额定参数，避免过载造成的电感饱和风险。
• 外部补偿对于转换器的环路响应特性的设定是很重要的，这可确保转换器在不同的频率下工作时都能在整个工作温度范围内具有稳定的工作状态。
• 具有超低RDSON的内部MOSFET可使转换器的自身发热最小化，加上散热效率很高的封装，器件能在很高的环境温度下工作，而发生过热的可能性却是极小。

在后面的章节里，我们关注的重点是如何在汽车应用中去使用这颗IC，讨论将尽可能细节化。

4. RT2875的家族情况

RT2875的家族包含了3个成员：

• RT2875AQGCP，它的参考电压精度为2%，采用闭锁模式（latch-off）的欠压保护方法；
• RT2875BQGCP，它的参考电压精度为2%，采用打嗝模式（hiccup）的欠压保护方法；
• RT2875DQGCP，它的参考电压精度为1%，采用打嗝模式的欠压保护方法。

究竟是要选择闭锁模式或打嗝模式的欠压保护方法，这取决于用户的喜好。

欠压保护是由输出电压低于设定的欠压保护阈值条件触发的。如果欠压保护的方式是闭锁模式，要想恢复其输出就需要系统的介入对转换器进行复位（通过EN使能端）操作；如果欠压保护的方式是打嗝模式，输出的恢复就是自动的。在持续过载的情况下，打嗝模式可以确保很低的功率消耗。在大多数的应用中，打嗝模式是最优的选择。

假如应用中的输出电压精度要求比较高，RT2875D可能是最优的选择，但对大多数的应用来说，全温度范围内的2%的精度应该是足够了。

5. RT2875被用于设计时需要考虑的因素

当我们要开始一次汽车应用的设计工作时，在线设计工具Richtek Designer™可能是一个最佳的起点，你可以用它快速开始你的设计工作。为了对所有汽车级元件有一个鸟瞰，在元件选择界面的特性选项中选中AEC-Q100这一项目，所有通过这一认证的器件就可以被列入选单中（一个器件是否被列出还要看其它特性是否符合要求），参见图3。

图3

现在，你可以从元件列表中选中你所需要的汽车级元件了。同时，你也可以在这里看到它的主要规格，甚至可以选择去阅读它的详细规格书。

当你选中了一个器件以后，输入详细设计参数的菜单就会显示出来，参见图4。

具有高降压比的应用结合较高的开关切换频率设定很容易就会触碰到最小占空比限制，RT2875在遇到这样的状况时就会进入脉冲跨越（skip pulse）模式以维持输出电压的稳定，但在这种模式下的输出电压纹波会增加，因为其脉冲是以集群方式出现的，因而这种工作模式通常是要被避免出现的。所以，当所选数据可能导致最低占空比限制被触碰到的情况时，设计工具将会给出警告信息以引起注意。如果你遇到了这样的状况，最好的做法就是另选一个更低的开关切换频率。

当工作在VIN接近VOUT的条件下时，转换器的最大占空比会被触及到。同样的，RT2875在遇到这种情况时会进入脉冲跨越模式以维持输出电压的稳定，这样它就逐渐趋向于100%的占空比，脉冲集群现象出现，输出纹波相应增大。较低的开关切换频率对此问题的改善会有帮助，但较高的输出电压与冷启动造成的电压跌落重叠在一起时，问题的出现可能还是难以避免的，转换器在这样的状况下能做的也就是把占空比拉高至100%以尽力维持输出电压的稳定，这也是没有办法的事情。

电感电流的最大值限制：

这个参数的作用是对流过电感的电流峰值进行设定，这在不需要高负载电流的应用中是很有价值的。通过这样的设定，电感电流峰值被限定在电感能够承担的饱和电流之下，这样就可以选用比较小型同时也比较便宜的电感类型。即便实际应用中的过载状况发生了，电感电流也不会超过限定值，电感的饱和现象就不会发生。

由于负载电流与电感电流的平均值是相等的，而负载电流的平均值已经包含了电流纹波的部分，当电感电流峰值限制被触及的时候，最大的负载电流总是要比实际的电流峰值限制值低½ IRIPPLE pp。参见图5。

图5：峰值电流限制值与最大负载电流之间的关系

需要注意的是，显示在设计需求菜单中的电感电流峰值限制值是一个典型值，你应当通过IC的规格书来了解其误差范围，确保当电流限制的最小值被触及到时仍能满足负载的电流需求。由于IC的动作是有一些固有的延时的，实际发生的电流限制点与输入电压VIN、输出电压VOUT和电感量是有关系的。设计工具Richtek Designer™能对实际应用的电流限制点进行验证，其结果与实际IC中发生的电流限制表现是十分一致的。

6. 实际的RT2875应用案例
应用案例：5.0V/1.5A电源

我们现在要进行的是一个5.0V/1.5A输出的系统电源供应器的设计。输入端的条件是这样的：13.5V的典型输入，引擎启动期间的最低电压是6V，抛负载期间的最高电压是28V。开关切换频率的最佳选择是2.1MHz，这可以把对AM广播的干扰最小化。最大的负载跳变是1A（峰峰值）。环境温度范围为-30°C ~ +70°C。打嗝模式的欠压保护是最优选择。输出电压要求在全温度范围内保证5V±5%的精度。

对于这项应用来说，RT2875BQGCP是一个合适的选择。

下面是针对这项应用的一些检查要点：

• 对于2.1MHz的开关切换频率来说，在触及最短导通时间（100ns）的时候的占空比为21%，触及最短截止时间的时候的占空比为79%。因此，在28V输入条件下，部分的脉冲跨越现象将会发生，这一现象也会在VIN低于6.3V时发生。在5V输入的情况下，转换器将工作在100%占空比模式下，输出电压将会轻微下降。但在13.5V的常规输入下，转换器不会遇到任何占空比受限的问题。
• 1.5A的最大负载完全处于转换器的额定电流负载能力以内，IC的耗散功率相对较低，即使开关切换频率很高也没关系。
• 使用峰值电流限制功能对电感电流峰值进行限制是可能的，1.5A的负载电流完全能够得到保证。

我们将使用Richtek Designer™来提供整个设计中的元件参数。

自动生成的电路显示在图7中。

图7

下面对电路图中的元件参数进行一些解释：

• 电感量的计算以最终得到的电流纹波为IC额定负载能力3A的40%为标准进行计算，其计算公式为。

在高占空比的应用中，Richtek Designer™所选择的电感量会比上述公式计算所得的值更大，其目的是与IC的斜坡补偿特性一致。建议保留接近推荐电感量的电感值。

• 现在输出电容的配置是2x22µF的低ESR MLCC，这对大多数应用来说是没有问题的。对于需要低纹波或是面临负载瞬变时需要较低电压隆起和下坠的应用来说，输出电容的量可以增加。输出电容对稳定性是有影响的，要注意的是设计工具提供的电容量没有考虑直流偏置和交流纹波对它的影响。因此，在为应用选择MLCC电容的时候，设计师需要仔细检查电容器在直流偏置和交流纹波下的实际电容量，甚至还需考虑最坏温度情况下的电容变化情况，把这些新的参数导入电路中重新进行仿真并检查转换器在最坏情况下的稳定性是必要的。
• 补偿器的增益由RCOMP进行设定，其值的计算以使转换器获得大约0.06 * FSW的交叉频率FC并拥有足够的相位裕量为准，其计算公式为。

CCOMP的计算以获得的补偿零点频率比转换器的负载极点略低一点为准，其中的RLOAD是根据输出电压和IC的额定负载为3A求得的。

CP的值是根据将一个高频极点设定在输出电容的ESR零点频率处得到的，。

要注意的是RT2875的内部已经包含了11pF的COMP电容，因而CP常常可以减少或是省略掉。

一个重点必须要被了解，那就是对输出电容量的任何改变都会直接影响到转换器的带宽，RCOMP需要因这样的改变而得到调整，这样才能维持适当的交叉频率。

被仿真的电路中还包含了电容CFF，它通常被用于增加额外的相位裕量。当需要额外的相位提升时，CFF可以根据公式进行计算。

由于通过CFF增加相位裕量会增加高频增益，因而增益裕量需要被降低。因此，仅仅在非常必要时才建议使用CFF。（1pF的CFF预设值基本上起不到相位提升的作用。）

• 预设的软启动电容为10nF，这导致的软启动时间大约为1ms。
• 电路中还给出了由Vext_boot和D1组成的对自举电容C6进行充电的附加电路。虽然RT2875内部已经包含了自举电容的充电电路，但对于输出电压等于或大于3.3V的汽车应用来说，这一附加电路还是被建议使用，它可确保自举电容在所有的占空比条件下都能得到足够的充电，即使输入电压VIN降低到接近VOUT、转换器的占空比已经向100%逼近了也是如此，它所带来的一个明显好处是可以提升转换器的转换效率。

对于输出电压VOUT范围在3.3V~5V的应用来说，该自举电容充电电路的电源可以直接从VOUT获取。当VOUT为3.3V的时候，D1最好是采用肖特基二极管。假如VOUT大于5V，该电源可以用电阻分压外加电容缓冲的形式从VOUT获取。通过测量电流Iext_boot所获得的数据可以用于检查为自举电容充电的电流是否足够。

Richtek Designer™所提供的仿真能力容许你对电路的很多特性进行检查。例如，可以通过VIN或使能端对启动过程和关机过程进行检讨，可以检查输出电压上的纹波、输出电压在负载瞬变期间的波动，可以查看超出最大负载能力以后的电流限制状况，查看VIN上升或下降时的脉冲跨越状况和100%的占空比时电路是个什么样子，可以通过负载瞬变或是增益-相位分析了解回路的稳定性，还能进行效率评估和功耗分析，生成最后的物料清单作为采购和生产的建议。

RLIM的取值

为了获得能在全温度范围内确保负载能力的RLIM的最优值，我们需要在最大负载情况下对电感电流峰值检查，确保能够与最大的负载电流匹配，同时又不会在最坏的情况下触发保护动作的发生。

电感电流的纹波由此公式决定：。

在我们的案例中，我们将使用标准的1µH电感，而名义上的输入电压VIN是13.5V，这在已经选定的频率下将导致1.5App电流纹波。

在最坏的情况下，电流峰值为1.5A（直流负载） + 0.5 * 1.5App = 2.25A，IC内部的电流限制必须高于这个值以避免意外的触及这一限制。实际选择的峰值电流设定值最好是比名义上的峰值电流限制高出至少50%，这样我们就得到峰值电流限制值的推荐数据2.25A * 1.5 = 3.37A。这额外的裕量可以包容多种误差，其中就包括了IC的工作频率误差和电流限制误差，也包括了不同的输入电压条件所带来的影响，尤其是在转换器的工作状态因触及最小关断时间（输入电压VIN太低）而进入脉冲跨越模式时，此时的电流限制状态会快速导致VOUT的降低。虽然工作在VIN较高的条件下会导致电流纹波的增加，较高的VIN也会使电感电流的上升速度dI/dt增加，由于IC内部的电流限制电路会有固定的延时，从而导致实际电流限制值的增加，这可以算是一个副作用。

新生成的电路显示在图9中，新的RLIM值为59k，电感的值也被我们修改成了标准的1µH。

图9

为了模拟出电流受限的表现，我们将负载电流的最大值设定到一个比较高的值上（5A），同时将负载上升时间设定为400µs，然后就可以在不同的输入电压下进行瞬态分析了。首先设定VIN = 13.5V，瞬态分析的结果显示在图10中，其中显示了电流受限的工作状态。

为了对感兴趣的波形进行研究，最好是选择显示所有波形的页面All，在选择消除所有波形以后再单选出ILOAD (粉红色)、VOUT (蓝色) 和 IL1 (绿色) 来显示。

图10

图中红色方框所在处的光标指示出电流开始受到限制的时间点，输出电压VOUT也从这时开始降低。使用图形放大功能将红框所在处的波形展开，我们可以对电流受限的状态进行检查，参见图11。

图11

使用光标阅读功能可以查看到电流数据：在13.5V的输入和3.0A的负载电流下，峰值电流限制值是3.77A。这个数据比原定的目标限制值3.37A略高一点，这是因为Richtek Designer™在计算RLIM的时候是根据规格书中的公式进行的，而该公式是基于3.3V典型输出、500kHz开关切换频率的条件进行的。在我们的案例中，电路运行在高了很多的频率下，计算中还包括了IC内部的延时的作用。将同样的仿真在最低和最高输入电压（6V和28V）下进行，可以看到电流限制值会有什么不同，参见图12。

图12

从不同输入电压的模拟结果可以看出，输入电压最低的时候是电流限制的最坏情况。我们强烈建议在实际的量测中对仿真模拟结果进行验证，图13所示的波形就是同样条件下的实际量测结果。

图13

实际的量测确认了最坏的工作条件，其表现与仿真模拟的结果一致。6V输入条件下的负载能力是2.6A，这比1.5A的负载需求高73%，这一裕量完全可以涵盖IC和电感的误差。所以，RLIM的值被设定为59kΩ是没问题的。

最大的峰值电流会出现在输入电压最高的时候，假如考虑到IC的误差，最严重情况下的数据大约会比测量到的数据4.74A大15%左右而达到5.5A，电感的饱和电流参数需要比这个值更高以避免饱和现象的发生。

为了进行这项测试，我们选择的是Wuerth Electronic（伍尔特电子）的74437321010型电感，其参数规格为：L = 1µH，IRMS = 3.5A，RDC = 41mΩ，ISAT = 7A。

图14	图14显示的是RT2875BQ在28V输入电压下发生持续过载情况下的波形：当电流限制发生以后，输出电压降低，当它降低到设定输出电压的50%时就触发了欠压保护，输出被关闭。 如果用RT2875AQ来做此测试，输出就会被闭锁，需要通过EN信号重新进行使能才能重启其输出。 如果是RT2875BQ或RT2875DQ，重启过程就是自动发生的，每一次启动过程都含有软启动特性。持续的过载会导致持续的打嗝状态，而平均电流消耗在此状态下是很低的，这样就可以避免在故障情况下出现过热问题。

负载瞬变特性和回路的稳定性设计

电流模式转换器的负载瞬变特性与控制回路的带宽和输出电容的大小有关，由于它们也会影响回路的稳定性，所以都需要进行检讨。

我们先用设计工具Richtek Designer™针对输出纹波和负载瞬变响应的性能进行一些检查：由于应用中会有最大1App的负载瞬变，所以我们将负载设定为从0.5A跳变到1.5A，将电流的上升和下降时间设定为0.5µs，这样可以代表负载的快速瞬变。瞬变分析的运行条件设定为13.5V的输入，输出电容为预设的2x22µF。参见图15。

图15

在瞬变分析结束以后，我们选择观看输出端的波形，再选择对输出电压的峰峰值Pk2Pk进行测量，参见图16。

电路的稳定性可以通过运行交流分析来进行验证，参见图17。

为了在仿真模拟中检视瞬态响应和回路稳定性在实际案例中的表现，我们需要选择关键的元器件并且把这些元件的参数纳入仿真模拟过程中去。输出电容在转换器的稳定性上就有关键性的作用，我们可以使用仿真工具所提供的元件清单作为器件选择时的参考，参见图18。

图18

工具所推荐的输出电容是Murata GRM32ER71E226，这是22µF±20%/25V/X7R/1210规格的MLCC，它适合在高温环境下工作。

为了了解此电容在5V直流电压和4mV交流纹波偏置下的电容量，我们可以使用网页工具 Murata Simsurfing 对此进行评估，图19显示了它在直流偏置、交流偏置和不同温度下的电容量变化情况。

图19

有图可见，GRM32ER71E226在5VDC下的容量为20.4µF，在低纹波下有30%的容量损失，-30°C温度下的电容量又有10%的下降，在75°C温度下则有11%的增加。

对于我们的案例来说，该电容在25°C的典型容量为14.28µF；其最小值出现在-30°C的时候，为10.3µF；其最大值则是18.7µF，出现在70°C温度下。我们可以把这些值使用在最坏情况的分析中。假如使用了其他类型的电容，我们也需要对同样的特性进行检查，确定实际的电容量到底是多少，检查的时候需要考虑到最坏的情形。

为了对最坏的情形进行稳定性估计，我们使用最小的电容量 2x10.3µF，同时将负载电流设定为1.5A。

图20

图21显示了输出电容最小、负载电流最大的最坏情形下的伯德图。

在我们这么做以前，应该检查一下会影响交叉频率的其他参数。

电流模式Buck转换器的带宽大约是。

参数GmEA（误差放大器的跨导）和GCS（电流传感器增益）都是IC的内部参数，RT2875的规格书给出了它们的典型值，但作为车用产品的测试数据会说明这些参数是否会有更大的误差或是随温度的变化更大，下表列出了这些数据：

IC参数：	典型值和误差范围	-40°C下的漂移（%）	25°C下的漂移（%）	105°C下的漂移（%）
GmEA	950µA/V ±9% (±6σ)	+18%	0%	-17%
GCS	5.2A/V ±20% (±6σ)	-6%	0%	-8%

积GmEA * GCS在-40°C下的最大偏差为1.27 * 1.14 = 1.45倍，在+105°C下的最大偏差为0.74 * 0.72 = 0.53倍。

所以，由于GmEA和GCS的误差和温度漂移，交叉频率在低温下可最多增加45%，而在高温下可最多降低47%。为了确保在所有温度条件下都能保持稳定，补偿电阻RCOMP的值必须降低，使其设定的交叉频率即使漂移了+45%或-47%，我们仍然能够得到足够的相位裕量。

利用自动设计工具 Richtek Designer™可以很容易地修改RCOMP的值并看到它的改变对交叉频率和相位裕量的影响。需要注意的是，除了改变补偿器的增益以外，RCOMP改变也会改变补偿器的零点和极点频率，所以相位曲线会跟着改变。在图22中，RCOMP被降低到33k，CP被设定为0.1pF，以便降低补偿极点的相位下降量。

图22

图23显示了改变后的增益和相位结果：交叉频率为139kHz，相位裕量为66°

图23

利用光标可以检查交叉频率提高45%至202kHz时的相位裕量，这个数据为57°，是足够的。

现在我们来看看另一个极限情况，在高温环境下，这时候的交叉频率最低。为了模拟这一点，我们将COUT设定为最大值18.7µF x 2，将负载设为零，这将导致最低的交叉频率。参见图24。

图24

如图25所示，交叉频率为78kHz，相位裕量为74°，这对应高温下的结果。

图25

即使考虑到IC在高温下还会导致交叉频率有47%的降低，我们看到的相位裕量也不会变得更糟。

为了检查系统在高输入电压和低输入电压下的稳定性，可将输入电压设定为VIN = 28V和VIN = 6V进行交流分析。实际上，系统的增益-相位曲线在不同输入电压下不会有大的改变，但必须注意到的是交流分析不能在VIN = 6V下运行，这是由于此时的转换器因触及最短截止时间而工作在脉冲跨越模式下，这是一种非线性的过程，而交流分析无法在这种过程中进行。如果把输入电压增加到7V，工作过程就不会再触及最短截止时间了，交流分析可以顺利完成。

另外一种检查系统稳定性的方法是对转换器施加快速跳变的阶跃负载，这时候需要查看输出电压上会不会出现任何振荡过程。图26显示的是将在0.5A至1.5A跳变的负载施加在输出端时的系统响应过程，这些量测都以13.5V的电压作为输入，负载电容则分别以典型值、最小值和最大值进行配置。

图26

 

不同输入电压对瞬态响应的影响显示在图27中。

图27

在28V输入条件下，转换器因为触及最短导通时间而进入脉冲跨越状态，这导致较高的输出电压纹波，这没有在仿真中呈现出来。同样的状况在输入电压很低时也会表现出来，这时的转换器进入100%占空比状态，输出电压无法再实现自动调节，它将跟随VIN的变化，其间的差等于电流流过RDSON和电感器的直流电阻DCR所形成的电压差。此时发生的任何振荡过程都是电感和电容的谐振造成的，与转换器的稳定性没有关系。实际量测到的100%占空比情况下的输出波形与仿真输出的波形有些不同，因为在仿真中的电源是理想电源，而用于实际量测的电源不是理想的。非理想的电源在遇到负载瞬变时会出现电压下坠现象，而这种变化会被反映到转换器的输出上。

图28展示了输入电压VIN从13V分别降低到5.4V、5.1V和4.7V时的工作状态及输出电压变化情况，其中的粉色线代表输入电压VIN，蓝色线代表输出电压VOUT，青色代表开关节点工作波形。

图28

 

转换器的功率损失、转换效率和热设计

转换器的功率损失包含导通损失（由IC内部MOSFET的RDSON和电感的直流电阻导致）和开关切换损失（包含MOSFET的栅极驱动功耗、开关状态变化过程导致的损耗、死区时间造成的损耗、电感铁芯的损耗和电容ESR所造成的损耗）。在我们的案例中，开关切换频率很高，与开关切换频率成正比的开关切换损耗就非常显著。

Richtek Designer™在进行效率分析的时候会计算导通损耗和开关切换损耗，可用于对转换器的总体转换效率和功率损耗进行快速评估。为了进行效率分析，需要先设定输入电压、电感器直流电阻和负载电流的值。参见图29。

图29

运行了效率分析以后，图30所示的图形可以显示出来。

图30

在描绘出来的图形上移动光标，相应位置所对应的效率和功耗的值就会显示出来：当负载电流为1.5A时，转换器的转换效率为86.25%，总的功率损耗为1.19W。

在使用相同的关键元件的板子上所测量得到的实际效率和功率损耗如图31所示的曲线所示。

图31

在负载电流为1.5A时所测量得到的实际效率和功耗分别为86.4%和1.18W，十分接近仿真分析的数据。在轻载情况下，仿真与实际量测的误差会稍微大一些，这是由于高频工作情况下的开关切换损耗的计算很难做得非常精确。

通过将外围元件的功耗最小化，我们可以利用Richtek Designer™对IC的自身功耗进行大致的评估。为了实现这一目的，我们需要如图32所示的那样将电感的直流电阻设定为0。

图32

图33

在电感直流电阻为零的条件下计算出来的效率为87.51%（负载电流为1.5A），功率损耗为1.07W，这可以被看成是完全由IC所消耗的。（实际量测的结果显示IC的功耗是1.09W。）

根据RT2875BQ的产品规格书中的数据，它在符合JEDEC 51-7所规定的四层热测试板上的从其内核结点到外部环境之间的热阻为28°C/W，在这样的测试板上的IC的1.07W功耗将导致30oC的温升。假如环境温度为70°C，IC内部的内核结点温度就会上升到100°C，这一温度低于推荐的最高结温125°C。

需要注意的是开关切换损耗与输入电压VIN的平方成正比，所以更高的VIN将导致更高的功耗。当上面的电路工作在28V输入下时，IC的功耗将升高到2.27W（实际量测到的数据是2.22W），这将导致IC的结温升高63.6°C。假如环境温度为70°C时，结温就是133°C。通常情况下，抛负载所造成的输入电压较高状态所持续的时间都不会太长（< 500ms），而结温的升高是需要一定的时间的，所以抛负载过程所形成的28V输入并不会造成IC过热。

 

设计中的电磁兼容性考虑

低压Buck转换器中的电磁辐射主要由开关切换回路中流过的高频电流引起。在图34所示的Buck转换器的两个电流主回路中，带有阴影的A1区域是最关键的回路，因为其中流过的电流I1中含有不连续的电流脉冲，其变化率dI/dt很高。由于辐射的强度与回路的面积成正比，保持A1区域的面积最小化是非常重要的。回路A2也会形成辐射，但其影响通常不及A1，因为其中的电流环由I1 + I2形成，是持续的三角波信号，其变化率dI/dt低于I1的变化率。与此话题相关的内容，请参阅应用笔记《怎样消除Buck转换器中的EMI问题》。

图34

为了在PCB布局中将A1区域的面积最小化，需要将输入电容尽可能地靠近IC放置，而且要和IC的VIN和PGND尽可能短地连接起来，如图34右侧部分所示。由于IC内核的PGND是和散热焊盘连接在一起的，IC底部的地是和IC内核的地形成最短路径的地方。

更多降低EMI的方法展示在图35所示的原理图中：

图35

1. 高频磁珠HF bead1与C1一起形成了一个LC滤波器，可对Buck转换器的输入电流进行平滑处理。

2. R5和磁珠HF bead2形成一个能对IC内部的开关切换路径上的谐振形成抑制的环节。HF bead2需要很小，一个可选的型号是Murata的BLM15PG100SN1。由于这个环节的加入，IC的VIN端可能出现电压的毛刺，这是需要进行检视的一个地方。如果发现毛刺的幅度太高，R5就应该被减小。

3. 电阻Rboot的加入可以降低上桥开关导通的速度，因而可以增加开关波形的上升时间，但这也同时增加了开关切换的损耗。

4. Rsnubber和Csnubber形成的平滑电路能抑制开关波形上的正向振铃过程，但它们的加入也会造成损耗的增加。

5. 加入R7可以降低流过D1的高频电流尖峰，但是这个电阻千万不能太大了，它会降低对Cboot的充电电流。

6. HF beed3和C6形成一个输出端的LC滤波器，需要注意的是HF bead3的加入会使转换器的负载调整特性和负载阶跃响应特性变差。

图36显示了不同EMI解决方案之下测量到的电源输入端的共模噪声和开关切换节点的电压波形：

 

 

图36

 

图37左右两侧的图形比较了多种EMI解决措施加入前后的共模电流情况：

图37

 

图38显示了在IC VIN端添加HF bead2和R5前后的电压波形。由于加入了高频阻抗，在开关切换瞬间将会形成电压的下降和突起。假如由此形成的电压尖峰太大，R5的值需要减小。

图38

 

对RT2875验证板进行输入端共模电流测试的方法显示图39中。

图39

7. PCB布局样板

图40显示了一个PCB布局的样板。在该布局中，所有的大电流元件都被放置在IC的一侧，小信号元件则被放置在IC的另一侧。中间部位是大电流的信号地，它们与IC的散热焊盘形成低阻抗的连接，这里也正是IC的功率地。这个部分通过大量的导通孔和地线层连接起来，一是起到降低接地阻抗的作用，二是作为热量的传递通道将IC消耗形成的热量传播出去。IC底部的地线上没有开关切换形成的电流流过，因而可以作为小信号元件的接地点来使用。RT2875的大电流流过的PGND和小信号部分的地是通过不同的端子来分开的。

图40

8. 其他应用要点提示
使用外部时钟同步功能

外部时钟同步功能可以被使用来将开关切换频率设定在精确的数值上，而且是可以在运行中改变的，这样就可以将开关切换频率调整到远离收音机敏感频带的频率上。假如需要在某个频带内调整频率，元器件的参数就最好是依据最低工作频率来做选择。我们来看一款工作频率需要在350kHz ~ 500kHz 间调整的5V1.5A转换器的设计：在Richtek Designer™中，我们将工作频率设定为350kHz让其自动生成电路，按照最坏情况将输出电容设定在最小值10.3µF，负载电流设定在最大值1.5A，RCOMP的计算值是9.3k，我们选择标准值9.1k，最后生成的电路在图41中。

图41

在运行交流分析以后，描画出来的增益-相位曲线显示出足够的相位裕量，即使在高于交叉频率50%的地方也是如此。参见图42。

图42

为了检查500kHz工作频率下的稳定性，需要将Rt从147k调整为102k后再运行交流分析。图43的结果显示出500kHz下的相位裕量比350kHz下的相位裕量更好一点，这是因为交叉频率是基于350kHz的工作频率设定的。

图43

在大多数使用外部同步信号的系统中，同步信号是由MCU生成的。假如为MCU的供电正是来自于它要使之同步的Buck转换器，上电的过程就可能出现问题，因为MCU的同步信号输出端子有可能将RT2875的RT/SYNC端子拉为低电平，这样它就不会开始工作，或者是在短期接地期间工作不正常。

为了避免这样的问题出现，图44所示的电路是一种推荐的方法：MCU的同步信号输出端不要直接和RT2875的RT/SYNC连接起来，而是通过分压器Rt1/Rt2。这样一来，即使MCU的端子处于低电平，RT2875的工作频率也由Rt1设定好了（在此处，它的工作频率是500kHz）。当MCU SYNC端处于浮空状态时，RT2875的工作频率就由Rt1 + Rt2确定（在这里是350kHz）。当MCU正式送出方波同步信号时，RT2875就与该信号同步了。建议给Rt1并联一个电容Ct，由Rt1 * Ct决定的时间常数应当与最低频率的同步信号周期相同。虽然RT2875可以从一开始就使用外部同步信号，但在此案例中我们没有使用外部同步信号作为开始，我们使用RT2875的PGOOD信号来告诉MCU它可以启动了。

图44

图45显示了上述电路中转换器的启动过程：MCU的SYNC端在启动的过程中先是处于浮空状态，经过设定以后才会紧接着有350kHz的占空比为50%的信号输出。

 

图45

从图45的右侧图可见，MCU的SYNC端在开始的时候是处于浮空状态的，这导致大约347kHz的工作频率（由Rt1+Rt2决定）。当MCU进行PWM运行设定的时候，其SYNC端变为低电平（持续大约24µs），RT2875在此期间以500kHz频率工作。当350kHz同步脉冲出现时，RT2875用了4个周期的时间对外部信号进行频率测量和内部参数进行处理，这时候的转换器以最高工作频率工作。此后，转换器与外部时钟实现同步运行。如果SYNC信号再次进入浮空状态，类似的转换过程又会发生，转换器又会变回到由Rt1+Rt2决定工作频率的状态。

 

自举电容的充电电路

在第6章中我们有提到RT2875已经在内部包含了自举电容充电电路，但在类似汽车应用中遇到可能出现高占空比应用的时候最好还是要外加一个充电电路。

对于输出电压VOUT在3.3V ~ 5V的应用来说，为自举电容充电的电源可以从输出端取得。电路中的D1在VOUT为3.3V时最好选用肖特基二极管，这样就可以使CBOOT可以被充电到4V以上，这对驱动上桥开关就足够了。在这里需要注意到开关节点电位在转换器的死区时间里会暂时低于地电位，这会增加CBOOT的充电。

在图48的左侧，我们输入一些参数，这样就生成了一个工作在1MHz的6V/1.5A输出的电源转换电路。

图48

在该图中，外部自举电容充电电路中含有电流测量元件Iext_boot，其测量数据可以作为设计分压电路的依据。为了得到测量数据，我们选择进行稳态分析。

在得到稳态分析的结果以后，选择Switching页面，先消除所有波形显示再选择显示LX和Iext_boot，如图49所示。

图49

现在你能在转换器的死区时段看到出现在Iext_boot中的电流脉冲，这段时间是开关波形处于负电位的时候。为了设计电阻网络，我们需要Iext_boot的平均值，在底部的测量菜单中选择Avg即可做到这一点，我们看到的平均值大概是2.5mA。

C10的值应该足够大以避免充电脉冲造成的电压下降不要太大，我们按照R10//R11 * C10比开关切换周期大几倍的标准来进行，最后得到选择的结果C10 = 22nF。

图51

最后的电路和测量结果显示在图51中，C10上的平均电压为4.75V。

在输出电压VOUT更高的应用中，例如12V的应用，可能选择4.7V的稳压二极管代替R10是更好的选择，此时需要选用能给稳压二极管提供高于平均充电电流的偏置电流的R11的值即可。

9. 结论

使用RTT2875来设计满足汽车环境需求的应用时，需要针对该环境的具体要求将更多的因素纳入考虑范畴内：为了确保在所有严苛条件下都能正常工作，全温度范围内的元件误差和参数变化都是需要被考虑到的。自动设计仿真工具Richtek Designer™在设计过程中可以为元件参数的选择提供很好的指引，还可根据元件参数的变化提供性能的评估。RT2875的丰富特性可以满足各种汽车应用的需要，可在很宽阔的输入电压范围内和各种工作频率下表现出很好的性能。

来源：立锜官网