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相信很多小伙伴都用过下面这个MOS管开关电路，但是有多少小伙伴了解在MOS管开关过程中，输入电压、输出电压和MOS管上的电流都是怎么变化的？特别是输出端有大负载电容时，最大浪涌电流能到多少呢？ 今天小编专门写一篇文章，通过理论结合仿真的方式给大家分析下~ 首先建立一个电路图：假定电源电压V5=12V，内阻Rs=10毫欧；MOS管的导通与关闭由$V_6$控制；负载设定为100mF电容+$12\Omega$电阻。 上升阶段 当控制信号输出高电平时，$V_6$电压会逐渐上升，当电压上升到三极管$Q_3$的门槛电压，三极管开始导通；按照Paul R. Gray著作 《Analysis and Design of Analog Integrated Circuits》 中推导，三极管集电极电流可写成： 式中：$I_S$为反向饱和电流；$V_T$为热电压，常温下约为26mV；$V_{be}$为三极管基极-发射极电压； 根据MOS管开关电路，MOS管栅源电压为： 栅源电压$V_{gs}$会随着$I_c$的增加逐渐变大，当$V_{gs}$达到MOS管的阈值电压$V_{gs{th}}$时，MOS管开始导通，漏极电流开始增加；此时输出电压$V_{out}$很小，所以$V_{sd}$接近于输入电压$V_{in}$，MOS管工作在恒流区，MOS管电流满足下式： 式中：$\mu_n$是电子迁移率；$C_{ox}$是单位面积栅极电容；$W$是沟道宽度；$L$是沟道长度；$V_{gs}$是栅极与源极之间的电压；$V_{gs_{th}}$是阈值电压。 随着三极管的基极电压升高，$I_c$成指数倍增加；同理$V_{gs}$也成指数倍增加，所以通过MOS管的电流会快速上升。 直到三极管进入饱和区，此时$V_{CE}\approx0V$，MOS管的栅源电压达到理论最大值$V_{gs_{max}}$，通过MOS管的电流也达到最大值$I_{max}$。 因为小编建立的仿真模型中，电源是有内阻的，所以实际上$V_{gs_{max}}$的值应为： 而$I_{max}R_s$正是MOS管开启造成的 电压跌落，若电压跌落过大，可能会导致其他电路工作异常 。 但很快小编就发现，因为$\mu_n$、$C_{ox}$、$W$、$L$参数的缺失，导致无法计算峰值浪涌电流$I_{max}$，那还有其他计算方式吗？ 答案是：有的，并且被小编找到了。 首先，找到MOS管的输出特性曲线图，可以轻松获得$V_{gs}=1.5V$或其他值时所对应的漏极饱和电流$I_{D_1}$； 然后代入到式(3)中(这里小编取$V_{GS}=-1.5V$，$I_{D_1}=7A$(预估值)，$V_{gs_{th}}=-0.55V$(规格书读取))： 计算出$K=7.76$ 最后再将计算出来的系数$K$代回式(3)、(4)，计算出$I_{max}=152.73A$，$V_{gs}=-5.24V$，基本接近仿真结果。 因为仿真模型中阈值电压等于-0.8V，所以上述计算过程中是以$V_{gs_{th}}=-0.8V$计算的。 推导出最大浪涌电流的计算公式，小编还想知道下上升过程总共用了多长时间？ 在三极管达到饱和状态前，$Q_3$一直工作在放大区，所以有： 式中：$\beta$为三极管的放大倍数；$I_S$为反向饱和电流；$V_T$为热电压，常温下约为26mV； 对于$V_6$控制信号，在上升沿10%~90%内，完全可以考虑成线性， 所以假设$V_6=at$，则： MOS管电流上升所用的时间其实就是栅源电压从$V_{gs_{th}}$(对应t1)上升到$V_{gs_{max}}$(对应t2)的时间，所以联合式(2)、(7)可得： 所以只要知道斜率a，就可以计算出电流上升过程的时间。 恒流阶段 当三极管$Q_3$饱和后，$V_{gs}=-\frac{R_9}{R_9+R_{10}}V_{in}$，若此时$V_{in}$恒定，则$V_{gs}$和漏极电流$I_D$也恒定；漏极电流$I_D$恒定，则$V_{in}$保持恒定，所以此时会出现一段恒流过程。 在此阶段，通过MOS管的电流会持续给负载电容充电，所以$V_{out}$会线性上升，$V_{ds}$会线性下降。 当$|V_{ds}| |V_{gs}-V_{gs_{th}}|$时，漏极电流将按照下式计算： 然后漏极电流$I_D$会随着$V_{ds}$的减小而逐渐减小；从而退出恒流阶段，进入电流下降阶段。 恒流阶段的总时长可以根据负载电容的充电来计算： 式中：$V_0$是进入恒流时的输出电压；$C$是负载电容的容值； 最终再结合上升阶段求解的$I_{max}$，可以计算出恒流阶段的时长： 当负载电容较大时，可近似地认为$V_0=0V$，采用仿真模型中的值，计算出$T=3.95ms$，还是比较接近于仿真模型。 小编认为，理论值与仿真值存在差异原因是：当$V_{ds}$接近于$V_{gs}-V_{gs_{th}}$时，通过MOS管的电流会减小(如下图黄框区域)，从而导致$V_{ds}$下降速率减缓，延长了时间；换句话说，就是 MOS管的电流公式过于理想，存在一些偏差 。 可能有的小伙伴也注意到了，小编在仿真电路中选取的负载电容非常大，这主要是为了让小伙伴们看到恒流阶段；其实在不同的MOS管或较小的负载电容的情况下，如果在$V_{gs}$达到最大之前就出现$V_{ds}=V_{gs}-V_{gs_{th}}$，那么就不会存在恒流阶段。 并且根据恒流区出现条件可以得出以下结论： 1. 负载电容越大，输出电压上升越慢，$V_{ds}$下降越慢，越容易出现恒流区； 2. 控制信号上升时间越短，$V_{gs}$上升越快，越容易出现恒流区； 3. $V_{gs_{max}}$越小，峰值浪涌电流越小，越容易出现恒流区； 其实在大多数电路中并不会出现恒流阶段，或者说根本不允许出现恒流阶段：这是AO6407的输出特性曲线图，我们可以看到当$V_{gs}=-2V$时，其恒流区电流已经超过15A；在$V_{gs}=-2.5V$时，更是超过25A；而根据其SOA图可知，AO6407所能承载的最大电流值为30A。 所以若MOS管开启过程真的存在恒流阶段，那么其$V_{gs}$不能超过2.5V，此时将很容易满足$V_{ds}=V_{gs}-V_{gs_{th}}$。 当不存在恒流阶段时，峰值浪涌电流又该如何计算呢？ 假设在T时刻达到$V_{ds}=V_{gs}-V_{gs_{th}}$，此时栅源电压为$V_{gs}'$，源漏电压为$V_{ds}'$，通过MOS管的电流为$I_{max}$，则： 当电流$I$上升较快时，可以认为电流$I$的上升斜率固定，此时有： 整理得： 令$X=\frac{1}{V_{ds}'}$，简化式(21)得： 求解得： 即： 公式较为复杂，这里通过实例举证来给各位小伙伴一个概念：假定$T=320us$、$C=10mF$，$K$、$V_5$、$R_s$仍然采用仿真电路中的参数，代入式(24)，求解出：$V_{ds}'=5.62V$，$I_{max}=245.3A$。 在上述公式推导过程中，针对$V_{out}$的求解，小编是采用积分的方式，然后等效成三角形面积；正常来讲，因为MOS管的非理想化，这种方式会有一些偏差； 但是巧合的是，如果以$I_{max}$来建立三角形，其实面积偏差很小；而且$V_{ds}'$代入式(17)计算出来的电流值也刚好是下降前的饱和电流值；所以最终用式(20)和式(13)计算出来的峰值浪涌电流其实很接近于实际值。 上述计算中$T$是通过仿真波形中读取的，在实际评估中可以再联立式(8)进行求解。 下降阶段 当$V_{ds} (V_{gs}-V_{gs_{th}})$，漏极电流$I_D$进入下降阶段，此时可认为MOS管工作在恒阻区； 在该阶段，电源$V_5$会通过内阻$R_s$和MOS管的导通电阻$R_{ON}$持续给负载电容充电，所以此阶段的时长可以根据电容充电公式计算： 式中：$R$为电源内阻$R_s$和MOS管导通电阻$R_{ON}$的和；$V_0$为此阶段电容两端电压的初始值；$V_1$为电容最终可充到或放到的电压值；$V_t$为t时刻电容两端的电压值。 另外，从恒流阶段与下降阶段的过渡点，小编又找到一个计算最大浪涌电流的公式，在过渡点上满足： 整理式(11)、（12）得： 用仿真模型中MOS管的导通电阻和阈值电压代入式(13)，计算出：$I_{max}=130.88A$，也接近于仿真结果；同样， 因为MOS管的非理想化，通过式(24)计算的电流值会比实际峰值浪涌电流偏低 。 结合式(12)和式(24)可简化恒流区的时长公式： 从式(25)、(26)可以看出，当降低$V_{gs_{max}}$时，峰值浪涌电流也会随着变小；但是恒流阶段的持续时间将会增加 。 总结 MOS管开启过程可以根据MOS管电流的变化分成三个阶段：上升阶段、恒流阶段和下降阶段； 但在实际电路中基本只有上升和下降两个阶段 。 判断是否会出现恒流阶段也比较简单，可以 先假设不出现，然后用式(20)计算出此时的$V_{ds_1}$，如果$|V_{ds_1}||V_{gs_{max}}-V_{gs_{th}}|$，则说明存在恒流阶段 ；式(20)如下： 式中：$K$为描述MOS管电流驱动能力的系数，可通过MOS管的输出特性曲线图求解；$V_5$为输入电压；$R_s$为输入电源内阻；$C$为负载电容；$T$为漏源电压从$V_5$降到$V_{ds_1}$的时长； 如果存在恒流阶段，MOS管峰值电流计算公式为： 式中：$K$为描述MOS管电流驱动能力的系数；$V_{gs_{max}}$为栅源电压最大值；$V_{gs_{th}}$为MOS管的阈值电压； 或者： 式中：$V_{gs_{max}}$为栅源电压最大值；$V_{gs_{th}}$为MOS管的阈值电压；$R_{ON}$为MOS管的导通电阻； 如果不存在恒流阶段，MOS管峰值电流计算公式为： 式中：$K$为描述MOS管电流驱动能力的系数； MOS管电流从零上升到峰值电流的总时间可用下式计算： 式中：$V_{gs}$为峰值电流所对应的栅源电压；$\beta$为三极管放大倍数；$V_{gs_{th}}$为MOS管的阈值电压；$R_{12}$为基极限流电阻；$R_9$为分压电路中的上电阻(栅源间)；$V_T$为热电压，常温下约为26mV；$a$为控制信号上升沿的斜率； 如果存在恒流阶段，其维持时间可用如下公式估算： 式中：$R_{10}$为分压电路中的下电阻(栅极与地之间)；$R_9$为分压电路中的上电阻(栅源间)；$V_{gs_{max}}$为栅源电压最大值；$V_{gs_{th}}$为MOS管的阈值电压；$C$为负载电容；$R_{ON}$为MOS管的导通电阻。 而下降阶段的总时长可用下式计算： 式中：$R$为电源内阻$R_s$和MOS管导通电阻$R_{ON}$的和；$V_0$为下降阶段开始时的输出电压，可用式(15)(有恒流阶段)或式(26)(无恒流阶段)计算；$V_1$为最终可充到的输出电压；$V_t$为$T$时刻的输出电压。 为了方便计算，小编将上述公式整理到Excel表格中，与仿真电路对比，结果虽有偏差(造成偏差的原因，小编在文中已经介绍过)，但经过小编多组数据验证，结果基本在同量级，用来评估电路特性，小编认为基本够用了~ 有需要的小伙伴可以关注微信公众号：龙猫讲电子，然后在后台回复： 工具 | MOS管开关电路峰值浪涌电流计算工具 本文所述观点仅为小编个人见解，在此抛砖引玉，若存在任何疏漏或错误之处，恳请各位读者不吝赐教。 声明： 本号对所有原创、转载文章的陈述与观点均保持中立，推送文章仅供读者学习和交流。文章、图片等版权归原作者享有，如有侵权，联系删除。

MOS 管开关电路实际应用 ( 一 ) 场景描述：一个小系统，要外挂一个功能模块（后面描述简称模块），这功能模块的供电方式是由 MOS 开关管电路来控制的，控制信号为小系统主控发出。已知小系统的正常供电电压最低为 4.5V ，极限低电为 4.0V ，若供电电压低于 4.0V ，则电源管理芯片则会断电自锁（由 UVLO 控制），所以电源供电电压瞬间不能低于 4.0V ，否则系统不开机。 下图 MOS 开关电路是用来控制功能模块的电源，各参数是初始设置。 下面给系统上电，发现系统开不了机，为了查明原因，用示波器测得输入输出电压波形为 从第一张图看，系统上电后，功能模块电源开通下又立马掉电了，第二张图是将开关电路输出电压放大来看时的情况，模块电源开通的瞬间把输入电源的电压拉低了，且低于了 4.0V ，所以系统开不了机。 这里可能的原因是模块功耗较大，将电源电压拉下来了，又可能是开关电路本身的原因。 下面开始来做实验，这里的实验以实际测量为主，不做基本理论和公式化分析。 1. 将输入输出直接短路，去掉开关电路，测得电源电压没有被瞬间拉到 4.0V 以下，所以系统可以正常工作。这里说明，电源的供电还是满足系统工作要求的。另一方面也说明还是开关电路存在某些问题。 那存在什么问题呢？这里应该是开关线路开启太快，瞬间完全开启，导致功率瞬间上来将输入电压拉低。那怎么样将开关电路慢慢开启呢？下面继续来做实验。 2. MOS 管开关线路各参数设置一（对各电阻电容的参数重新配置），如图 用示波器测得输入输出电压波形为 从波形上看这种参数设置是可以让系统正常工作的，实际上也确实如此。 3. MOS 管开关线路各参数设置二，如图 用示波器测得输入输出电压波形为 从波形来看，这种设置不能让系统正常工作。 4. MOS 管开关线路各参数设置三，如圖 用示波器测得输入输出电压波形为 这里的设置也是不能让系统开机。 5. MOS 管开关线路各参数设置四，如图 用示波器测得输入输出电压波形为 实际测得一样不能让系统正常开机。 6. MOS 管开关线路各参数设置五，如图 用示波器测得输入输出电压波形为 这里实际测得也是不能让系统开机。 7. MOS 管开关线路各参数设置六，如图 用示波器测得输入输出电压波形为 栅源极间的电容改用电解电容也是不能让系统正常开机。 8. MOS 管开关线路各参数设置七，如图 用示波器测得输入输出电压波形为 4.85V 输入时的输出波形： 4.73V 輸入時的情況 从波形上看,输出电压得到了缓慢上升而没有直接升到最高，这里的设置是可以满足系统正常开机的。 9. MOS 管开关线路各参数设置八，如图 用示波器测得输入输出电压波形为 当电源供电为 4.84V 时系统开不了机 . 4.9V 可以 , 当低于 4.9V 时系统就开不了机了。 总结： 通过上述的实验，可以知道 MOS 开关电路的有关参数设置不对时会引起系统方面的问题，要按实际使用情况来调整，有时候一些电路不是拿来就能用的， 各参数间要配合好才能达到我们所想要的结果 。控制信号的 RC 调整可以使得开关缓慢开启，避免了瞬间开通导致大功率影响的情况， MOS 管栅源极间的电容参数的调整可以使得开关导通瞬间上的功率对输入电压的影响得到减缓。 有不当之处还请各位读者指正，谢谢！ END

在数字电路设计的中，往往需要把数字信号经过开关扩流器件来驱动一些蜂鸣器、LED、继电器等需要较大电流的器件，用得最多的开关扩流器件要数三极管。然而在使用的过程中，如果电路设计不当，三极管无法工作在正常的开关状态，就达不到预期的目的，有时就是因为这些小小的错误而导致重新打板，导致浪费。本人在这个方面就吃过亏，所以把自己使用三极管的一些经验以及一些常见的误区给大家分享一下，在电路设计的过程中可以减少一些不必要的麻烦。 下面来看几个三极管做开关的常用电路画法。几个例子都是蜂鸣器作为被驱动器件。 图一 图一的a 电路用的是NPN管，注意蜂鸣器接在三极管的集电极，驱动信号可以是常见的3.3V或者5VTTL，高电平开通，电阻按照经验法可以取4.7K。例如a电路，开通时假设为高电平5V，基极电流Ib=(5V-0.7V)/4.7K=0.9mA，可以使三极管完全饱和。b 电路用的是PNP管，同样把蜂鸣器接在三极管的集电极，不同的是驱动信号是5V的TTL电平。以上这两个都可以正常工作，只要PWM驱动信号工作在合适的频率，蜂鸣器（有源）都会发出最大的声音。 图二 图二的这两个电路相比图一来说，最大的区别在于被驱动器件接在三极管的发射极。同样看c电路，开通时假设为高电平5V，基极电流Ib=(5V-0.7V-UL)/4.7K，其中UL为被驱动器件上的压降。可以看到，同样取基极电阻为4.7K，流过的基极电流会比图一a电路的要小，小多少要看UL是多少。如果UL比较大，那么相应的Ib就小，很有可能导致三极管无法工作在饱和状态，使得被驱动器件无法动作。有人会说把基极电阻减小就可以了呀，可是被驱动器件的压降是很难获知的，有些被驱动器件的压降是变动的，这样一来基极电阻就较难选择合适的值，阻值选择太大就会驱动失败，选择太小，损耗又变大。所以，在非不得已的情况下，不建议选用图二的这两种电路。 图三 我们再来看图三这两个电路。驱动信号为3.3VTTL电平，而被驱动器件开通电压需要5V。在3.3V的MCU电路中，不小心的话很容易就设计出这两种电路，而这两种电路都是错误的。先分析e电路，这是典型的“发射极正偏，集电极反偏”的放大电路，或者叫射极输出器。当PWM信号为3.3V时，三极管发射极电压为3.3V-0.7V = 2.6V，无法达到期望的5V。图三f电路也是一个很失败的电路，首先这个电路开通是没有问题的，当驱动信号为低电平时，被驱动器件可以正常动作。然而这个电路是无法关断的，当驱动信号PWM为3.3V高电平的时候，Ube = 5V - 3.3V = 1.7V仍然可以使三极管开通，于是无法关断。在这里，有人会说用过这个电路，没有问题啊，而且MCU的电压也是3.3V。我说你用的肯定是OD（开漏）驱动方式，而且是真正的OD或者是5V容忍的OD，比如STM32的很多IO口都可以设置为5V容忍的OD驱动方式（但是有些是不行的）。当驱动信号为OD门驱动方式时，输出高电平，信号就变成了高阻态，流过基极的电流为零，三极管可以有效关断，这个时候f电路依然有效。 图四 综合以上几种电路的情况分析，得到图四这两种个人认为是最优的驱动电路，与图一不同的是，图四在基极与发射极之间多加了一个100K的电阻，这个电阻也是有一定作用的，可以让三极管有一个已知的默认状态。当输入信号去除的时候，三极管还处于关断状态。在安全和稳定的方面考虑，多加的这个电阻还是很有必要的，或者说可以让三极管工作在更好的开关状态。 三极管作为开关器件，虽然驱动电路很简单，要使电路工作更加稳定可靠，还是不能掉以轻心。为了不容易出错，个人建议是优先采用图四的电路，尽量不采用图二的电路，避免使用图三的工作状况。

　　 引言 　　三极管除了可以当做交流信号放大器之外，也可以做为开关之用。严格说起来，三极管与一般的机械接点式开关在动作上并不完全相同，但是它却具有一些机械式开关所没有的特点。图1所示，即为三极管电子开关的基本电路图。由图可知，负载电阻被直接跨接于三极管的集电极与电源之间，而位居三极管主电流的回路上。 　　输入电压Vin则控制三极管开关的开启（open） 与闭合（closed） 动作，当三极管呈开启状态时，负载电流便被阻断，反之，当三极管呈闭合状态时，电流便可以流通。详细的说，当Vin为低电压时，由于基极没有电流，因此集电极亦无电流，致使连接于集电极端的负载亦没有电流，而相当于开关的开启，此时三极管乃胜作于截止（cut off）区。 　　同理，当Vin为高电压时，由于有基极电流流动，因此使集电极流过更大的放大电流，因此负载回路便被导通，而相当于开关的闭合，此时三极管乃胜作于饱和区（saturation）。 　　 1  三极管开关电路的分析设计 　　由于对硅三极管而言，其基射极接面之正向偏压值约为0.6伏特，因此欲使三极管截止，Vin必须低于0.6伏特，以使三极管的基极电流为零。通常在设计时，为了可以更确定三极管必处于截止状态起见，往往使Vin值低于 0.3伏特。 （838电子资源）当然输入电压愈接近零伏特便愈能保证三极管开关必处于截止状态。欲将电流传送到负载上，则三极管的集电极与射极必须短路，就像机械开关的闭合动作一样。欲如此就必须使 Vin达到够高的准位，以驱动三极管使其进入饱和工作区工作，三极管呈饱和状态时，集电极电流相当大，几乎使得整个电源电压Vcc均跨在负载电阻上，如此则VcE便接近于0，而使三极管的集电极和射极几乎呈短路。在理想状况下，根据奥姆定律三极管呈饱和时，其集电极电流应该为： 　　因此，基极电流最少应为： 　　上式表出了IC和IB之间的基本关系，式中的β值代表三极管的直流电流增益，对某些三极管而言，其交流β值和直流β值之间，有着甚大的差异。欲使开关闭合，则其Vin值必须够高，以送出超过或等于（式1） 式所要求的最低基极电流值。由于基极回路只是一个电阻和基射极接面的串联电路，故Vin可由下式来求解： 　　一旦基极电压超过或等于（式2） 式所求得的数值，三极管便导通，使全部的供应电压均跨在负载电阻上，而完成了开关的闭合动作。 　　总而言之，三极管接成图1的电路之后，它的作用就和一只与负载相串联的机械式开关一样，而其启闭开关的方式，则可以直接利用输入电压方便的控制，而不须采用机械式开关所常用的机械引动（mechanical actuator）﹑螺管柱塞（solenoid plunger）或电驿电枢（relay armature）等控制方式。 　　为了避免混淆起见，本文所介绍的三极管开关均采用NPN三极管，当然NPN三极管亦可以被当作开关来使用，只是比较不常见罢了。 　　试解释出在图2的开关电路中，欲使开关闭合（三极管饱和） 所须的输入电压为何﹖并解释出此时之负载电流与基极电流值解﹕由2式可知，在饱和状态下，所有的供电电压完全跨降于负载电阻上，因此由方程式（1） 可知： 　　因此输入电压可由下式求得﹕ 图2 用三极管做为灯泡开关 　　欲利用三极管开关来控制大到1.5A的负载电流之启闭动作，只须要利用甚小的控制电压和电流即可。此外，三极管虽然流过大电流，却不须要装上散热片，因为当负载电流流过时，三极管呈饱和状态，其VCE趋近于零，所以其电流和电压相乘的功率之非常小，根本不须要散热片。 　　 2  三极管开关与机械式开关的比较 　　截至目前为止，我们都假设当三极管开关导通时，其基极与射极之间是完全短路的。事实并非如此，没有任何三极管可以完全短路而使VCE=0，大多数的小信号硅质三极管在饱和时，VCE（饱和） 值约为0.2伏特，纵使是专为开关应用而设计的交换三极管，其VCE（饱和） 值顶多也只能低到0.1伏特左右，而且负载电流一高，VCE（饱和） 值还会有些许的上升现象，虽然对大多数的分析计算而言，VCE（饱和） 值可以不予考虑，但是在测试交换电路时，必须明白VCE（饱和） 值并非真的是0。 　　虽然VCE（饱和）的电压很小，本身微不足道，但是若将几个三极管开关串接起来，其总和的压降效应就很可观了，不幸的是机械式的开关经常是采用串接的方式来工作的，如图3（a）所示，三极管开关无法模拟机械式开关的等效电路（如图3（b）所示）来工作，这是三极管开关的一大缺点。 图3 三极管开关与机械式开关电路 　　幸好三极管开关虽然不适用于串接方式，却可以完美的适用于并接的工作方式，如图4所示者即为一例。三极管开关和传统的机械式开关相较，具有下列四大优点﹕ 　　（1）三极管开关不具有活动接点部份，因此不致有磨损之虑，可以使用无限多次，一般的机械式开关，由于接点磨损，顶多只能使用数百万   次左右，而且其接点易受污损而影响工作，因此无法在脏乱的环境下运作，三极管开关既无接点又是密封的，因此无此顾虑。 　　（2）三极管开关的动作速度较一般的开关为快，一般开关的启闭时间是以毫秒 （ms）来计算的，三极管开关则以微秒（μs）计。 　　（3）三极管开关没有跃动（bounce） 现象。一般的机械式开关在导通的瞬间会有快速的连续启闭动作，然后才能逐渐达到稳定状态。 　　（4）利用三极管开关来驱动电感性负载时，在开关开启的瞬间，不致有火花产生。反之，当机械式开关开启时，由于瞬间切断了电感性负载样   上的电流，因此电感之瞬间感应电压，将在接点上引起弧光，这种电弧非但会侵蚀接点的表面，亦可能造成干扰或危害。 图4 三极管开关之并联联接 　　 3  三极管开关的测试 　　三极管开关不像机械式开关可以光凭肉眼就判断出它目前的启闭状态，因此必须利用电表来加以测试。在图5所示的标准三极管开关电路中，当开关导通时，VEC的读值应该为0，反之当开关切断时，VCE应对于VCC。 　　三极管开关在切断的状况下，由于负载上没有电流流过，因此也没有压降，所以全部的供应电压均跨降在开关的两端，因此其VCE值应等于VCC，这和机械式开关是完全相同的。如果开关本身应导通而未导通，那就得测试Vin的大小了。欲保证三极管导通，其基极的Vin电压值就必须够高，如果Vin值过低，则问题就出自信号源而非三极管本身了。假使在Vin的准位够高，驱动三极管导通绝无问题时，而负载却仍未导通，那就要测试电源电压是否正常了。 　　在导通的状态下，硅三极管的VBE值约为0.6伏特，假使Vin值够高，而VBE值却高于和低于0.6伏特，例如VBE为1.5伏特或0.2伏特，这表示基射极接面可能已经损坏，必须将三极管换掉。当然这一准则也未必百分之百正确，许多大电流额定的功率三极管，其VBE值经常是超过1伏特的，因此即使 VBE的读值达到1.5伏特，也未必就能肯定三极管的接面损坏，这时候最好先查阅三极管规格表后再下断言。 　　一旦VBE正常且有基极电流流动时，便必须测试VCE值，假使VCE趋近于VCC，就表示三极管的集基接面损坏，必须换掉三极管。假使VCE趋近于零伏特，而负载仍未导通，这可能是负载本身有开路现象发生，因此必须检换负载。 图5 三极管开关电路，各主要测试电的电压图 　　当Vin降为低电压准位，三极管理应截止而切断负载，如果负载仍旧未被切断，那可能是三极管的集基极和集射极短路，必须加以置换。 　 　3.1  基本三极管开关之改进电路 　　有时候，我们所设定的低电压准位未必就能使三极管开关截止，尤其当输入准位接近0.6伏特的时候更是如此。想要克服这种临界状况，就必须采取修正步骤，以保证三极管必能截止。图6就是针对这种状况所设计的两种常见之改良电路。 图6 确保三极管开关动作，正确的两种改良电路 　　图6（a） 的电路，在基射极间串接上一只二极管，因此使得可令基极电流导通的输入电压值提升了0.6伏特，如此即使Vin值由于信号源的误动作而接近0.6伏特时，亦不致使三极管导通，因此开关仍可处于截止状态。 　　图6（b）的电路加上了一只辅助-截止（hold-off）电阻R2，适当的R1，R2及Vin值设计，可于临界输入电压时确保开关截止。由图6（b）可知在基射极接面未导通前（IB0），R1和R2形成一个串联分压电路，因此R1必跨过固定（随Vin而变） 的分电压，所以基极电压必低于Vin值，因此即使Vin接近于临界值（Vin=0.6伏特） ，基极电压仍将受连接于负电源的辅助-截止电阻所拉下，使低于0.6伏特。由于R1，R2及VBB值的刻意设计，只要Vin在高值的范围内，基极仍将有足够的电压值可使三极管导通，不致受到辅助-截止电阻的影响。 　　 3.1.1 加速电容器 　　在要求快速切换动作的应用中，必须加快三极管开关的切换速度。图7为一种常见的方式，此方法只须在RB电阻上并联一只加速电容器，如此当Vin由零电压往上升并开始送电流至基极时，电容器由于无法瞬间充电，故形同短路，然而此时却有瞬间的大电流由电容器流向基极，因此也就加快了开关导通的速度。稍后，待充电完毕后，电容就形同开路，而不影响三极管的正常工作。 图7 加了加速电容器的电路 　　一旦输入电压由高准位降回零电压准位时，电容器会在极短的时间内即令基射极接面变成反向偏压，而使三极管开关迅速切断，这是由于电容器的左端原已充电为正电压，因此在输入电压下降的瞬间，电容器两端的电压无法瞬间改变仍将维持于定值，故输入电压的下降立即使基极电压随之而下降，因此令基射极接面成为反向偏压，而迅速令三极管截止。适当的选取加速电容值可使三极管开关的切换时间减低至几十分之微秒以下，大多数的加速电容值约为数百个微微法拉（pF） 。 　　有时候三极管开关的负载并非直接加在集电极与电源之间，而是接成图8的方式，这种接法和小信号交流放大器的电路非常接近，只是少了一只输出耦合电容器而已。这种接法和正常接法的动作恰好相反，当三极管截止时，负载获能，而当三极管导通时，负载反被切断，这两种电路的形式都是常见的，因此必须具有清晰的分辨能力。 图8 将负载接于三极管开关电路的改进接法 　　 3.1.2 图腾式开关 　　假使图8的三极管开关加上了电容性负载（假定其与RLD并联） ，那么在三极管截止后，由于负载电压必须经由RC电阻对电容慢慢充电而建立，因此电容量或电阻值愈大，时间常数（RC） 便愈大，而使得负载电压之上升速率愈慢，在某些应用中，这种现象是不容许的，因此必须采用图9的改良电路。 图9 图腾式三极管开关 　　图腾式电路是将一只三极管直接迭接于另一三极管之上所构成的，它也因此而得名。欲使负载获能，必须使Q1三极管导通，同时使Q2三极管截断，如此负载便可经由Q1而连接至VCC上，欲使负载去能，必须使Q1三极管截断，同时使Q2三极管导通，如此负载将经由Q2接地。由于Q1的集电极除了极小的接点电阻外，几乎没有任何电阻存在（如图9所示） ，因此负载几乎是直接连接到正电源上的，也因此当Q1导通时，就再也没有电容的慢速充电现象存在了。所以可说Q1“将负载拉起”，而称之为“挽起 （pull up） 三极管”，Q2则称为“拉下（pull down） 三极管”。图9左半部的输入控制电路，负责Q1和Q2三极管的导通与截断控制，但是必须确保Q1和Q2使不致同时导通，否则将使VCC和地之间经由Q1和 Q2而形同短路，果真如此，则短路的大电流至少将使一只三极管烧毁。因此图腾式三极管开关绝对不可如图6-4般地采用并联方式来使用，否则只要图腾上方的三极管Q1群中有任一只导通，而下方的Q2群中又恰好有一只导通，电源便经由导通之Q1和Q2短路，而造成严重的后果。 　　 3.2  三极管开关之应用 　　3.2.1 驱动指示 　　晶体管开关最常见的应用之一，是用以驱动指示灯，利用指示灯可以指示电路某特定点的动作状况，亦可以指示马达的控制器是否被激励，此外亦可以指示某一限制开关是否导通或是某一数字电路是否处于高电位状态。 　　举例而言，图10（a）即是利用晶体管开关来指示一只数字正反器（flip-flop）的输出状态。假使正反器的输出为高准位（一般为5伏特） ，晶体管开关便被导通，而令指示灯发亮，因此操作员只要一看指示灯，便可以知道正反器目前的工作状况，而不须要利用电表去检测。 　　有时信号源（如正反器）输出电路之电流容量太小，不足以驱动晶体管开关，此时为避免信号源不胜负荷而产生误动作，便须采用图10（b） 所示的改良电路，当输出为高准位时，先驱动射极随耦晶体管Q1做电流放大后，再使Q2导通而驱动指示灯，由于射极随耦级的输入阻抗相当高，因此正反器之须要提供少量的输入电流，便可以得到满意的工作。 　　数字显示器图10（a）之电路经常被使用于数字显示器上。 图10  （a） 基本电路图         （b） 改良电路 　　 3.2.2 不同电压准位的界面电路 　　在工业设备中，往往必须利用固态逻辑电路来担任控制的工作，有关数字逻辑电路的原理，将在下一章详细加以介绍，在此为说明界面电路起见，先将工业设备的控制电路分为三大部份﹕（1）输入部份，（2）逻辑部份，（3）输出部份。 　　为达到可靠的运作，工业设备的输入与输出部份通常工作于较高的电压准位，一般为220伏特。而逻辑部份却是操作于低电压准位的，为了使系统正常工作，便必须使这两种不同的电压准位之间能够沟通，这种不同电压间的匹配工作就称做界面（interface）问题。担任界面匹配工作的电路，则称为界面电路。三极管开关就经常被用来担任此类工作。 　　图11利用三极管开关做为由高压输入控制低压逻辑的界面电路之实例，当输入部份的微动开关闭合时，降压变压器便被导通，而使全波整流滤波电路送出低压的直流控制信号，此信号使三极管导通，此时集电极电压降为0（饱和）伏特，此0伏特信号可被送入逻辑电路中，以表示微动开关处于闭合状态。 　　反之，若微动开关开启，变压器便不通电，而使三极管截止，此时集电极电压便上升至VCC值，此一VCC信号，可被送入逻辑电路中，藉以表示微动开关处于开启状态。在图11之中，逻辑电路被当作三极管的负载，连接于集电极和地之间（如图11） ，因此三极管开关电路的R1，R2和RC值必须慎加选择，以保证三极管只工作于截止区与饱和区，而不致工作于主动（线性） 区内。 图11三极管开关当作输入部份与逻辑部份之间的界面

在有一篇博客中谈到了关于数字输入口的设计要求，提到了通用的数字输入口（低成本的）设计方法，实际上这种设计也是会失效的。 设计开关电路检测电路 为什么呢？实际在车中我们有这样一些信号，Active High信号，在车辆启动过程中，电池电压会跌落很大，如下图所示： 这个矛盾在于，实际信号的电压波动范围非常大 正常信号9V~16V，按照电源管理的策略方法，实际最大值可能达到19V。按照在电池电压跌落的情况下，实际电池电压范围将为6V~19V（最差的情况是5V）。 对于MCU来说，一般的输入电压有效范围 0.2Vcc为低电平有效最大值。 0.75Vcc为低电平有效最小值。 我们可以假定原始传统电路分压电阻为R_vd1=33KR_vd2=68K（yueleilei提供），取电阻原始误差为5%。 经过计算我们发现有一个两难的境地，如果加大Rvd2固然可以使分压比变大，但同时也给单片机巨大的负担，因为通过单片机clamp二极管的电流也随之增大，这是一个巨大的风险。 这里提供一种思路，可以考虑采用齐纳管如下电路。通过这个齐纳管来保护MCU，也可以响应低至5V的信号。