标签: 电源设计

电源纹波是电源设计中常见的考量参数，也是电力工程师常见的测试项目。本文将讨论的产生以及测试。注意，文中提到的 “电源纹波”特指直流电源输出中的交流分量。由于直流输出中的交流电压未被完全抑制，直流电压呈周期性变化。 下面我们将详细描述各种类型的电源纹波。 a 、来自开关电源的开关纹波 首先以降压（ buck ）电路为例进行说明。降压电路的开关器件以特定频率导通或关断。当器件开关时会产生与开关周期一致的开关纹波。开关纹波的频率范围通常为几十 kHz 至几 MHz 。 b 、来自开关电源的高频纹波 由于电路中寄生电感和电容的影响，实际中的开关电源还会随着开关管的导通和截止瞬间产生高频开关噪声。开关噪声的频率高于开关频率；其幅值与寄生参数和 PCB 布局有较大关联。 c 、负载变化引入的纹波 在某些应用场景中，负载电流会快速变化。电流的剧烈变化会导致输出电压的波动。 很多实际应用都对电源纹波有严格的要求。例如，射频 (RF) 电路、高速时钟和一些高速接口对开关纹波以及全带宽的纹波都有严格要求。 测量电源纹波 示波器是测量纹波最常用的仪器。选择示波器时有两个主要考量因素： 带宽选择：选择在所需范围内工作的示波器。例如，要测量 500mHz 的纹波，就不能使用 100mHz 示波器来测试并生成数据。 探头类型：常见的探头类型包括电压探头、同轴电缆和差分探头。 本文将重点介绍如何通过电压探头和同轴电缆进行测试。 电压探头必须经过事先校准。无衰减 1 倍探头的输入阻抗可以忽略。当示波器内部阻抗为 1M Ω时，总输入阻抗也为 1M Ω。 高阻抗 10 倍探头的输入阻抗为 9M Ω，当示波器内部输入阻抗为 1M Ω时，总输入阻抗为 10M Ω。 如果采用 10 倍探头，信号通过阻抗匹配后有 10 倍的衰减；而衰减比越高，信噪比越低。由于纹波属于小信号，用 1 倍探头无需阻抗匹配，信号没有失真，会更加适合。 测试方法也同样重要。示波器探头的地线就相当于一个小电感，它产生的失真振铃将会影响测试结果。通常我们建议采用最小环法进行测试。如果无法使用示波器的最小环，也可以用焊锡丝代替。测试时，探头应直接放在电容两端，以尽量减小测试电路。对于开关纹波测试，建议将示波器的带宽限制在 20mHz ，以尽量降低测试技术和探头的影响。 我们还建议测试开关纹波的累积值，用以验证电源的稳定性，并确保无振荡。有些负载对高频噪声有特殊的要求，需要在全带宽范围内进行测试。一般推荐使用同轴电缆进行测试。因为相比同轴电缆，最小环测试的接地阻抗和测试环路仍然偏大。 同轴电缆是有极性的。将同轴电缆焊接到输出电容的正负端可以产生更真实的波形。 对于需要在更高和更低温度下测试纹波的高可靠性产品，同轴电缆更加理想，它可以与为 IC 供电的设备放在一起，尤其是放在高温或低温箱中时，不会因缆线过长而导致测试结果失真。 结论 本文中回顾了测量电源纹波的基本方法，并探讨了如何使用电压探头和同轴电缆进行测试。对于要求严苛的开关模式设计、一般开关纹波应用以及需要在全带宽范围内提供适当纹波值的应用来说，电源纹波的产生与测试至关重要。 关注公众号“优特美尔商城”，获取更多电子元器件知识、电路讲解、型号资料、电子资讯，欢迎留言讨论。

SIMO PMIC：为可穿戴设备电源设计打开方便之窗！ 我们生活在一个被电子设备包裹的时代，这些设备使我们的学习、工作、锻炼、旅行和交流等变得非常方便，尤其是可穿戴设备正在成为人们日常生活中不可或缺的一部分。在医疗应用中，可穿戴设备可用于监测心率、血压、血氧水平、运动中燃烧的卡路里、睡眠跟踪等。为了提供更好的用户体验，高性能、小尺寸和低功耗是这些可穿戴设备的关键指标。当然，要想全部实现这些目标通常需要在电路设计中进行一些权衡，比如为了满足特定的功耗目标，设计者就必须增加设备的尺寸。那么，有没有办法可以在不增加这些电池供电设备尺寸的情况下又能有效延长电池寿命呢？ 来源：drazenzigic/freepik.com 答案当然是肯定的。首先，电子元器件的小型化、低功耗、高性能发展趋势非常有利于可穿戴设备的小尺寸设计需求。其次，快速充电以及先进的 电源管理IC （PMIC）技术在可穿戴设备中获得广泛应用。近些年，随着SIMO PMIC技术的日趋完善，可穿戴设备的电源设计变得更加容易。 可穿戴设备中的电源管理 根据Mordor Intel ligence的分析，2020年，可穿戴技术的市场价值约为279.1亿美元，预计到2026年将达到740.3亿美元，在预测期（2021至2026年），复合年增长率（CAGR）将达到17.65%。尤其是MEMS传感器的出现，进一步加速了可穿戴技术的发展。比如，将这些传感器集成到一个专用的可穿戴设备中，人们就可以随时随地的利用可穿戴健身追踪系统监测身体健康状况。据思科公司（Cisco）的数据，全球连接的可穿戴设备数量有望从2018年的5.93亿台增至2022年的11.05亿台。 来自Grand view Research的市场预测数据更加乐观，他们的分析师认为，2020年全球可穿戴技术的市场规模达到了406.5亿美元，预计从2021年到2028年将以13.8%的复合年增长率（CAGR）增长。 促使市场快速发展的主要因素来自两个方面： ● 一是物联网（IoT）等技术的进步催生大量的互联设备，这些设备的受欢迎度正在迅速上升； ● 二是慢性病和肥胖症的发生率不断攀升，促使人们采用可穿戴产品，如活动跟踪器和身体监测器，用于监测用户整体健康状况并提供实时数据。 这些可穿戴设备还能提供与日常事件和生理数据有关的信息，如睡眠质量、心率、血氧水平、血压、胆固醇水平和燃烧的卡路里等。 可穿戴设备通常由 微控制器 、存储器、通信、显示器、传感器和电源管理等模块构成。其中的微控制器、显示器和传感器可能有不同的电压要求，许多外围设备如通信IC和传感器大多数时间是处在休眠模式，只有在需要时才会通电，因此，在可穿戴设备内部通常需要多个电压轨。 根据设计需求，微控制器自始至终都处于工作状态，堪称可穿戴设备的功耗大户，并且性能和所用功率之间存在明显的相关性，其电流消耗约为40μA/MHz左右。基于尺寸、性能及功耗的考虑，可穿戴设备在设计过程中必须对电源管理给予足够的重视。目前，可穿戴设备的电源管理通常都是基于PMIC，且具备充电、 DC-DC转换器 和调节器等功能。基于对可穿戴市场的良好预期，PMIC也必将是一个潜力无限的市场。 图1：可穿戴设备的典型系统架构 （图源： Renesas ） IC Insights在其2022年第一季度的McClean报告中提到，新冠疫情致使全球经济出现衰退，然而2021年全球半导体市场的销售额却史无前例地飙升了30%，达到741亿美元的历史新高。强劲的需求以及供应链中断导致去年的模拟IC平均售价上涨了6%， 预计2022年模拟IC市场又将是一个双位数增长年。除去放大器和比较器，电源管理IC（PMIC）预计将在2022年成为第二大模拟细分市场，相比上一年度增幅达到12%，其中5G和消费电子市场的需求是市场增长的主要驱动力。 图2：PMIC预计将在2022年度实现12%的增幅 （图源：IC Insights） Yole的分析师们在其发布的分析报告中指出，预计到2026年，电源IC市场总额将超过255亿美元，2020年至2026年复合年增长率为3%。当然，并非所有的电源IC市场都以相同的速度增长，汽车行业将是所有行业中增幅最大的，移动和消费市场虽然增幅低于均值，但体量最大，超过了100亿美元，在整个功率IC市场中占比超过40%。 图3：2020年到2026年电源IC市场将以3%的幅度增长，移动和消费应用市场占比最大 （图源：Yole） 话题重新回到可穿戴设备的电源管理。众所周知，在可穿戴医疗设备开发之初，电源管理必须被视为一项高级战略。虽然大多数现代微控制器的设计都考虑到了低功耗应用，但开发高效的电源管理方案对于最大限度地降低功耗和延长电池寿命仍是至关重要的。也许很多人会说，电池寿命同样是可穿戴设备中的一个关键问题，深思熟虑的电池规划对于可穿戴设备尤其是可穿戴医疗设备的成功至关重要。综合来看，选择合适的电池和实施适当的电源管理是设计可穿戴设备的主要挑战。 以智能手表或健身带等小型可穿戴设备为例，它们通常只能容纳电压为3.8V、容量为130mAh至410mAh的单电池锂离子电池，其电池管理和充电系统必须在设备运行以及充电时随时密切监测电流、电压和温度的变化。理想的电源管理解决方案需要确保系统消耗尽可能少的电力，并尽可能快速、安全的完成充电。 Texas Instruments（TI）的TPS65070是一款带有 电池充电器 、三个降压转换器和两个LDO的芯片，专门用于便携式应用的单芯片电源管理。设备充电时可由插脚上的USB端口供电，也可由连接到插脚AC的墙壁适配器的直流电压供电。三个高效的2.25MHz降压转换器旨在为处理器、存储器和I/O进行供电。降压转换器在轻负载下进入低功率模式，以在尽可能宽的负载电流范围内实现最大效率。 由STMicroelectronics开发的STMP30同样是一款可有效改善便携式设备电池运行时间的电源管理芯片。这款产品的输入电压范围为2.9V至4.8V，包括三个集成DC/DC转换器，以提供智能手机以及其他便携式设备中AM OLED显示器 所需的所有电源轨。 与其他将VOUT1固定在4.6V的设备不同，550mA VOUT1升压转换器提供可调节的输出电压，电压可以设置在4.6V和5.0V之间，增量为100mV，能有效优化显示器亮度，使其在任何条件下都具有最低的功耗和最佳的可视性。其余两个输出550mA单相降压-升压逆变转换器提供，可编程范围为-0.8V至-6.6V，以及5.5V至7.9V、150mA，输出电压通过外部引脚使用单线（S-Wire）协议编程。 SIMO PMIC：小型高效电源设计解决方案 轻便紧凑的可穿戴设备通常使用微型电池。尽管电池的容量在过去十年中有所增加，但储存的电量在有限的时间内很快就会耗尽。永久可穿戴和物联网（IoT）设备的设计者的目标是延长电池运行时间，同时缩小外形尺寸。而小尺寸、高度集成的电源管理IC（PMIC）是实现这一目标的优选方案。 PMIC是一种高度集成的电源产品，它将传统的多输出电源封装在单个芯片中，从而以较小的体积在多个电源应用场景尤其是由电池供电的设备中实现高效率，它不仅优化了设备的内部布局，还最大化了能效，有效延长了电池的寿命。 直流-直流（DC-DC）转换器是电子产品中最常用的PMIC，近年来由于其高转换效率而成为市场的主力军。根据工作模式和储能元件的不同，DC-DC变换器可分为 线性稳压器 （LDO）、电感降压/升压（buck/boost）开关DC-DC稳压器和电容开关DC-DC稳压器。DC-DC转换器的三种不同架构在物理尺寸、灵活性和效率方面是有差异的，其中：LDO可以完全集成，具有良好的电压可扩展性，但效率不高；电容式 开关稳压器 （也称为电荷泵）可完全集成，效率高，但电压可扩展性差；电感式开关稳压器非常高效且电压可调，但缺点是不能完全集成。因此，现阶段可穿戴设备大多选择线性LDO和电感开关稳压器（Buck/Boost），两者都可以提供设计所需的灵活电源管理。 买电子元器件现货上唯样商城 在可穿戴设备的设计中，是选择线性LDO还是电感降压/升压拓扑需要一定的权衡。在传统的电感开关稳压器结构中，每个输出都需要一个独立的电感，这些电感通常笨重且昂贵，非常不利于实现设备的小型化。为了减小尺寸，人们经常会选择紧凑、低噪声的LDO，但LDO的损耗又比较大。问题又来了，设计师该如何在二者之中做出权衡，有没有两全其美的方案呢？ 答案是：单电感多输出（SIMO）稳压器可以解决这个难题，它能够同时解决尺寸和能效等问题。 基于SIMO架构的PMIC使用单个电感器作为能量存储元件，以支持多个独立的DC输出。与传统的电感式DC-DC开关稳压器相比，SIMO架构PMIC通过单个电感器提供多个输出，将原本需要多个分立组件的功能集成到更小的封装中，节省了空间，同时仍保持了高效率。 #01 ADI MAX77659 ADI的MAX77659是一款带有集成开关模式降压-升压充电器的单电感多输出（SIMO）PMIC，充电仅需10分钟即可提供超过4个小时的供电时间，并使用单电感为多条电源轨供电，将材料清单（BoM）减少60%，总解决方案尺寸缩小50%。与目前其他的PMIC相比，它可以非常方便地用于可穿戴设备和物联网设备，而且空间更小。MAX77659集成了一个开关模式降压升压充电器和三个独立可编程降压升压稳压器，共享一个电感器。调节器在中到重负载条件下以91%的效率运行，而在轻负载条件下仅消耗5.0μA的静态电流，延长了电池寿命。 在SIMO PMIC上，ADI有着广泛的产品组合，如MAX77640/MAX77641和MAX77680/MAX77681，它们将电源管理电路的尺寸缩小了近一半，并广泛支持可穿戴设备、智能家居等空间受限的应用。 图4：MAX77659工作方框图 （图源：ADI） #02 TI TPS65135 TI双 电源转换器 TPS65135具有单电感器和多输出（SIMO）拓扑，很少使用外部组件，通过降压/升压拓扑，产生高于或低于输入电源电压的正和负输出电压。源于SIMO拓扑，TPS65135具有良好的线路瞬态调节。该产品可用于从2.5V至5.5V的输入电源电压产生分流轨电源，并针对单电池锂离子电池的3.3V轨进行了优化。TPS65135在降压-升压拓扑中工作，仅使用2.2µH电感器产生正负输出电压。当输出电流失配达到50%或更低时，它可以通过降压升压产生高达6V的正输出电压和低至-7V的负电压（即输入电源电压可能高于或低于正输出电压）。两个输出都由EN引脚控制，即两个输出在高逻辑电平下启用，在低逻辑电平下禁用。当输入电源电压过低，无法正常工作时，集成的UVLO功能将禁用设备。 图5：TPS65135系统框图 （图源：TI） 后记 根据Statista的数据，预计到2022年全球可穿戴技术支出将达到900亿美元，并且会随着时间的推移而不断增加。薄、小、轻是可穿戴设备的物理要求，也是当今可穿戴技术限制电池寿命的主要原因。传统电池，如锂离子硬币电池，可能适用于传感器和其他低功耗可穿戴设备，但它们难以满足健身带和智能手表等功能更强的可穿戴设备的需求。延长电池寿命对于此类设备获得市场认可至关重要，没有人希望智能穿戴设备的电池在几个小时内用完。然而，电池复杂的内部结构将大大增加设备的尺寸和成本，使人们不方便佩戴。为了使可穿戴设备能够长时间运行，能量采集、电池管理、电源管理和低功耗解决方案都是延长可穿戴设备电池寿命的有效措施。 很明显，在开发可穿戴设备时，电池选择和功耗管理是设备整体成功的关键。工程和设计团队的挑战是仔细平衡每个设备中的变量，以满足所有要求，并根据所选电池提供有限的功率。SIMO PMIC解决方案不仅提高了器件的能效，而且由于其高度集成，大大减小了电路板的尺寸。它是电池供电设备电源管理的理想解决方案。 来源：Mouser

高功率密度的电源要怎么设计？ 随着时代的发展，电源被设计得越来越小，却越来越高效，而在节能倡议和客户期望的推动下，电源还需要具有功率因子校正（PFC）功能。通过减少谐波含量和被动电源引起的电力线损耗来降低对交流市电基础设施的压力，这给电源设计人员带来了不小的挑战。 本文将讨论一个 300 W、20 V 单相交流输入电源设计，该电源具有超过 36 W/in 3 的高功率密度，且满载效率为94.55%。表1 总结了其关键性能特征，图1 显示了该电源。经由先进的图腾柱 PFC 控制器控制前端 PFC，且 PFC 由 GaN 集成驱动器所驱动，后端由频率 500 kHz 的高频 LLC 级，配合输出同步整流，可实现高功率密度。 表 1. 300 W 超高密度电源性能总结 图 1. 300 W 超高密度电源 功率因子校正 — 频率箝位临界导通模式 标准电源的拓扑结构如图2 所示，由一个整流器和一个输入升压级组成。输入整流器级中存在高损耗，不仅会降低效率，还会增加电源的尺寸。我们将使用图2 中的电路来解释超高密度电源的图腾柱 PFC 控制器中使用的频率箝位临界导通模式。 图 2. 桥式整流器 后接单相 PFC 级 有源整流或功率因子校正的目的是调节输入电流 i IN 与输入电压 v IN 成比例且同相位。此时电路就等同于一个理想电阻，其功率因子等于 1，且无谐波失真。然而实际上，要实现这一点会受到众多限制。 图2 所示的电路需要控制两个变量：大电容或总线电容上的电压 V BUS ，和电源周期内的输入电流 i IN 。通过将总线电压设置为高于交流输入电压的峰值，可以使用升压级控制两个独立变量（允许总线电压出现低频交流纹波）。进而控制一个开关周期内的平均输入电流 i IN ，与一个开关周期内的平均输入电压 v IN 成比例。NCP1680 图腾柱 PFC 控制器以接近临界导通模式的非连续导通模式运行。 将 t 1 =t ON 定义为电感充电（累积能量）的导通时间，t 2 定义为部分关断时间，此时电感（存储的能量）提供泄磁电流，t 3 定义为另一部分关断时间，此时电感电流随开关和其他输出电容振荡，T=t ON +t 2 +t 3 ，L 为电感，非连续导通模式下 i IN 与 v IN 的关系为： 我们将通过数学模型来分析控制方法，并透过 T、t ON 、t 2 和 t 3 的图形显示。我们可以看到，i IN 和 v IN 之间有可能成正比的关系式。t ON 项来自设计带宽在 5 到 10 Hz 之间的低带宽控制环路；因此，它在最低频率为 30 kHz 的快速开关周期内保持恒定。 如果 t 3 为零，则 t 1 + t 2 项将与 T 相抵。但是，t 3 通常不为零，因此我们需要对此进行处理。我们调整 t ON 值，使 i IN 与 v IN 成比例。 电感值和数据手册中的 t ONMAX 值决定了给定输入电压和假定效率 η 下的最大输出功率。 一般来说，t 3 永远不会是零（我们稍后将讨论），因此我们需要通过一个因子来微调 t ON 的值。t 1 、t 2 和 T 的值源自前一个开关周期。 因此，即使 t 3 不为零，现在一个开关周期内的平均输入电流 i IN 也与一个开关周期内的平均输入电压 v IN 成比例。 PFC 控制回路的低带宽意味着对负载变化的响应较慢。PFC 控制器测量总线电压。如果负载显著增加，则总线电压将降低。如果它降低到一定电平以下，PFC 控制器将启动动态响应增强器 (DRE)，它能有效使 t ON 的值暂时增加，从而实现更好的负载调节。如果总线电压超过某个电平，则控制电压会分四阶段下降到零，每阶段持续 100 μs，直到总线电压降下来。（如果它超过一个更高的电平，则立即停止开关）。 回到关于 T、t 1 、t 2 和 t 3 波形的讨论，图3 显示了图2 中的升压电路，使用一个脉冲模拟激励时的波形，并显示导通时间 t 1 和关断时间 t 2 中的电感电流波型。由于只有一个脉冲，因此没有定义 T 和 t 3 。该图旨在确定再次导通的最佳时间，分别标记为 P、Q 或 R 的时间点。为便于说明，在用于生成这些波形的模拟中，将输出开关电容设置为高于常用值。 如果 MOSFET 在标记为 P 的时间导通，则电路器件以零电流、高电压导通。存储在 MOSFET 和寄生电容中的能量必须通过 MOSFET 沟道放电，这会造成损耗。如果 MOSFET 在标记为 Q 的时间导通，则电路器件也会以零电流导通，但电压要比之前低得许多。存储在 MOSFET 中的能量也比之前低得多，因此将显著降低导通能量 (E ON ) 损耗。如果 MOSFET 在标记为 R 的时间导通，导通损耗会略高，因开关周期之间的时间较长，而使得开关频率较低：总功耗是 E ON 乘以频率。 图 3. 单脉冲激励升压电路 我们假设最小输入电流峰值为 1 A。t 1 时间非常短，可能是 5 µs，然后是稍长的 t 2 时间。所以 t 1 + t 2 是 11 µs，而不是我们在图3 中看到的大约 45 µs。如果开关在漏极电压的第一个波谷打开，则开关频率会高得许多，而在最后一个波谷打开，则开关频率会降低许多。 对于 300 W 应用中的图腾柱控制器，NCP1680AA 版本的开关频率最高限制为 130 kHz。对于大电流开关周期，其开关周期较长，因此开关频率较低。对于小电流开关周期，开关频率将增加到 130 kHz。当达到此频率限制值时，其频率将被箝位直到下一个脉冲，此脉冲在 1/130 kHz 时间之后出现。在轻负载时，频率折返有助于提高效率，始终确保频率高于 25 kHz 的频率箝位限制，以确保没有音频范围内的噪声出现。有关 NCP1680 的更多详细信息，请参阅数据手册 。 买电子元器件现货上唯样商城 功率因子校正 — 集成GaN驱动器 图2 所示电路包括 4 个桥式 整流二极管 和 1 个升压二极管。本文介绍的 300 W 电源具有高效率的三个原因之一是采用了去除了桥式整流器的图腾柱拓扑，并使用快速开关 MOSFET 取代升压二极管。图腾柱拓扑去除了整流器，具体说明如下——考虑下面图4a 中的电路。电感、电容、MOSFET S1 和标记为 S2 的二极管构成了一个标准升压电路，并于正半周期间工作。旁路二极管可防止在启动或特定异常情况下发生电感饱和。标记为 SR1 的整流二极管在正半周期间导通，并在输入电压处于负相时阻止动作。 图4b 中的电路显示了负半周期间所需的升压电路。电感、电容、MOSFET S2 和标记为 S1 的二极管构成标准升压电路的负半周版本，并在升压电路导通路径中配备了一个整流二极管 SR2。 图 4. 正相和负相升压电路 图5 显示了图4 中的电路与图腾柱 PFC 标准电路图的组合。电路中有两个二极管（SR1 和 SR2），可以用 MOSFET 代替，以获得更高的效率。这些二极管在图腾柱工作期间导通，但切换频率只有 50/60 Hz。旁路二极管仅在启动（浪涌电流期间）时导通，因此使用 MOSFET 代替它们没有任何好处。 图 5. 采用二极管的图腾柱 PFC 电路 图6 显示了采用高速 GaN HEMT 和低速超结 MOSFET 的图腾柱 PFC 拓扑。在正半周波期间，SR1 在整个周期内导通，并为图4a 所示的同步升压电路提供接地路径。S1 动作如异步升压级中的升压开关，S2 动作如异步升压级中的升压二极管。同样，在负半周波期间，SR2 在整个周期内导通，并为图4b 所示的电路提供接地路径。在异步升压级中，S2 充当升压开关，S1 则充当升压二极管。 图 6. 采用 LLC GaN 半桥和 SJ MOSFET 的图腾柱 PFC 电路 组件 SR1 和 SR2 在低频下开关，因此它们可以是低速器件，电源使用超结 MOSFET 实现此功能。需要附加电容，如果不加电容，过零点转换太快，会导致潜在的 EMI 问题。如果电容太大，则 THD 性能会变差。NCP1680 控制器具有特殊的过零点序列脉冲，可优化过零点性能。 组件 S1 和 S2 使用集成 GaN 驱动器器件实现。这些器件将 GaN 器件和驱动器集成到一个封装中，从而降低线路寄生电感并解决了驱动 GaN 器件的复杂性。集成 GaN 驱动器安装在 IMS 基板上，以便在此设计中实现更好的冷却，进而无需在 PCB 上安装体积庞大的散热器。采用集成驱动器 GaN 器件是该 300 W 电源的功率密度如此之高的第二个原因。 功率因子校正 — NCP1680 图腾柱 PFC 控制器 图7 显示了 300 W 超高密度电源的主要电路。上一节中描述的图腾柱电路位于图的左侧，由 NCP1680 驱动。图腾柱中的电感带有一个辅助绕组，连接到图腾柱 PFC 控制器。 图腾柱 PFC 电路中 PFC 功能的工作原理与上一节介绍的标准升压拓扑类似。主要区别在于： ● 图腾柱 PFC 控制器必须从在正交流相位期间使用低压侧 MOSFET 开关作为升压开关，改变为在负交流相位期间使用高压侧 MOSFET 开关作为升压开关。 ● 图腾柱 PFC 控制器可以驱动高压侧 MOSFET 以在正交流相位期间提供二极管功能，并驱动低压侧 MOSFET 以在负交流相位期间提供二极管功能，从而提高效率。在轻负载时，驱动 MOSFET 的额外损耗超过降低导通损耗带来的好处，因此停用此开关。 ● 图腾柱 PFC 控制器可以通过检测图腾柱输入电压相位以驱动低速器件，更可提高效率。 图腾柱 PFC 控制器还能自动优化死区时间和降低过零性点提升性能的复杂问题，详情请参见 NCP1680 数据手册 。 图7 显示 NCP1680 有五个输入端。如上一节所述，两个连接（AC+ 和 AC-）用于确定交流线路的相位，一个连接用于测量 PFC 控制所需的总线电压。通过 ZCD 引脚执行 PFC 中的电流监控。该电流测量有助于确定 t 2 周期何时结束，也可用于过流保护。漏极电压振铃监控位于 AUX 引脚上，用来确定漏极电压振铃中的最小值，以优化开关性能。 除了控制功能外，这些引脚上检测到的电压位准和波形还用于保护和其他控制目的。例如，使用 AC+ 和 AC- 引脚上测得的电压判断低电压/高电压和掉电保护。欠压、软过压、快速过压保护和动态响应增强器都使用 FB 输入端测得的电压判断。 VCC 供应来自 DC-DC 转换器 级。一旦 LLC 控制器高压启动电路提供的能量足以启动 PFC，它就会开始工作。成功启动后，两个控制器均由 LLC 变压器 辅助绕组和稳压器供电。图腾柱控制器附近的电路板上有一个 热敏电阻 ，可在控制器集成的过热保护功能之外，提供额外的过热保护。 此设计使用图腾柱 PFC 控制器的跳过 (SKIP) 或待机模式。极性指示信号显示器件检测到的是交流正半周期还是负半周期。前级 PFC OK 信号馈入 LLC 并指示大容量电容上的正确电压范围。 图 7. 300 W 超高密度电源 应用笔记 AND90147/D 阐述了如何设置设计的组件值。使用 中列出的等式 1-4 计算并选择电感值，计算值参见下表2。 表 2.图腾柱电感值的计算 大容量电容值为 2 x 100 μF，符合 中的公式 5，符合标准纹波计算公式。还需要高频去耦电容，尤其要注意 PFC 级之后 LLC 级的高速开关。 选择 NTMT064N65S3H 超结 MOSFET 作为慢速桥臂组件 SRL1 和 SRL2，其 R DS(ON) 典型值为 52 mΩ。考虑到 R DS(ON) 会随温度而变化，我们可以假设两个 R DS(ON) 为 100 mΩ。使用分段近似法计算电感 RMS 电流为 5.22 A。SRL1 和 SRL2 的总损耗为 2.8 W，由两个器件分担—每个器件仅导通半个周期。所以每个器件的损耗是 1.4W。使用 Power 88 封装时，假定 RTHJA 为 50 K/W，则引起的温升约为 70°C。 两个超结 MOSFET 由 NCP5183 驱动器驱动，SRL1 位于高压侧，SRL2 位于低压侧。请注意因为功率器件为 50 Hz 或 60 Hz 的低开关频率，自举驱动器需要一个 2.2 F 的电容。 选择 NCP59821 集成 GaN 驱动器器件，作为组件 S1 和 S2。这些器件包括一个 GaN 驱动器 + GaN HEMT。GaN HEMT 的 R DS(ON) 为 50 mΩ。R DS(ON) 会随着温度升高而增加，因此我们使用 100 mΩ 进行损耗计算。使用分段近似法计算 GaN HEMT 顺向和反向 RMS 电流，分别为 4.45 A 和 2.73 A，RMS 平均值为 3.69 A。 GaN 的主要优势是开关损耗低至可忽略不计。因此，快速开关器件的总损耗仅为每个器件 1.36 W。 使用 NCP51530 接面隔离式栅极驱动器作为电平转换器，并为集成 GaN 驱动器提供信号。可将它看作是 NCP5183 的高速版本，适合高频工作。NCP1680 的高压侧和低压侧驱动输出在馈入 NCP51530 之前，先经过 10Ω/100 pF 低通滤波器 滤波。 让我们来看一下 NCP1680 的检测输入。两个输入用于交流线路检测、一个输入用于电流检测、一个输入用于输出 电压检测 、一个输入来自升压电感器的辅助绕组并用于准确检测波谷。AC 线路的检测输入由 100 kΩ 和 9.9 MΩ 的电阻分压器组成，按照数据手册的建议，分压系数为 100。通常建议将高压电阻分成串联电阻，以满足爬电距离和安全要求。1 nF 电容可过滤引脚上的噪声。 NCP1680AA 的推荐电流检测电阻值为 100 mΩ。不同版本的 NCP1680 会有不同的电流检测阈值，因此需要对该值进行调整。值越大，损耗越大，但抗噪声能力越强。该电阻在低输入电压线路的功耗相对总损耗的贡献约为 5-6%。 升压电感的辅助绕组用于检测波谷，匝数比为 7:1。配备了一个 10k 串联电阻用于限流，还有一个 470k 下拉电阻。 肖特基二极管 提供反向电压保护。 PFC 输出电压分压器的高压侧电阻设置为 10.9 MΩ。该值越小，抗噪声能力越高，但功耗越大。通常建议将高压电阻分成串联电阻，以满足爬电距离和安全要求。分压器设置所需的输出电压，根据参考文献 ，低压侧使用 68 kΩ 的电阻可提供 403 V 的输出电压。并且需要一个具有 5 kHz 截止频率（10 kHz 采样频率）的抗混迭滤波器，参考应用使用一个 1 nF 的电容。 LLC级 —NCP13994电流模式LLC控制器 图8 显示了 300 W 超高密度电源中使用的 LLC 级。S1 和 S2 构成一个半桥。谐振桥由三个组件构成：电感 Lr、电容 Cr 以及匝数比为 n 且具有大磁化电感 Lm 的变压器。变压器的中心抽头输出连接到两个 MOSFET、输出电容和负载。 图 8. 具有中心抽头半桥输出级的半桥 LLC 谐振转换器 此拓扑结构具有 Q1 和 Q2 的零电压开关特性。图9 显示了 QUP (S1) 两端的电压和流经 QUP 的电流模拟波形。当漏极电流为负时 QUP 导通，因此会有反向导通电流，这意味当器件为硅 MOSFET 或 SiC MOSFET 时，该器件的体二极管将被导通。与大约 400 V 的 VBUS 电压相比，电压转换过程中只有几伏电压，因此消除了 EON 开关损耗。 图 9.LLC 波形 应用笔记 AN-9738 对 LLC 转换器的低频增益特性进行推导。增益取决于 Lr、Lm、Cr、n 和负载 Ro。利用 中的公式，我们绘制了 300 W 超高密度电源的低频增益特性，如图10 所示。 图 10. 300 W UHD 电源中 LLC 电路的理论增益-频率曲线 这些曲线图显示 LLC 转换器在不同负载下的增益。在我们的设计中，100% 负载为 300 W。该曲线图显示增益随频率而降低，此为零电压开关的要求：电流过零迟于电压过零。 LLC 存在两个谐振频率。在我们的范例中， 中定义的谐振频率 fo 是增益为 1 时的频率，为 442 kHz。 中描述的谐振频率 fp 是空载曲线的峰值，负载增加时该峰值的值会降低。如果器件工作在增益随频率增加的情况下，则会出现硬开关和回馈信号反向的现象，如果谐振回路设计得当，控制器本身可以防止这种情况发生。 300 W 高功率密度板操作于谐振频率以上。返回图7，LLC 控制器有一组高压启动电路，用于启动时为控制器供电。一旦控制器开始工作，变压器上的辅助绕组会为器件供电并停止高压启动电流源，直到再次需要时启用。当 AC 断电时，它会帮 EMI 滤波器中的 X 电容放电，这意味着不需要额外的电阻为该电容放电，从而节省了待机功率。 NCP13994 控制器 集成了高压半桥驱动器，因此无需外部驱动器或电平转换器。高压侧驱动器带有一个可以优化的外部自举电路。该 LLC 控制器可驱动两个 GaN HEMT 器件，有助于提高电路板的效率。 此 LLC 控制器为电流模式 LLC 控制器—CS 通过谐振电容上面电容分压器的电压检测初级侧电流。由于电流波形可能有不同形状，实际过程是在开关周期内对电流波形进行积分，并测量该周期内的电荷。电流模式控制可实现出色的动态响应，并针对每个脉冲达到限流功能。NCP13994 数据手册、NCP4390 控制器应用笔记 和 3 kW LLC 功率研讨会白皮书更详细地阐述了电流模式控制运行。LLC CS 和 LLC FB 引脚用于监控谐振电流和输出电压的隔离信号，以实现这种电流模式控制。 FB FREEZE 和 SKIP 引脚设置 SKIP 工作模式的阈值，以确保轻负载时的良好效率。与 NCP1680 一样，NCP13994 也有一个外部过热保护引脚。 LLC 级—NCP4306 同步整流控制器和 LFPAK4 60 V 3 mΩ MOSFET 使用图腾柱 PFC 和 GaN HEMT 之后的第三个方法是使用同步整流。两个 NCP4306 同步整流控制器分别驱动两个并联的 NTMYS3D3N06CL LFPAK 60 V 3 mΩ MOSFET。控制器检测 MOSFET 上的电压并在导通时将其打开。低寄生电感对于防止过早关断至关重要，因为过早关断会降低效率。NCP4306 具有最小导通时间和最小关断时间设置，以及一个定时器以支持轻载和中等功率 LLC 工作——详细说明请参阅 NCP4306 资料手册 。 300 W 电源性能总结 有关电源性能的更多详细信息，请参阅我们的电源研讨会演示文稿 。整体设计符合 134 mm x 62 mm x 18 mm 的最小外形尺寸。它在宽功率范围内具有出色的效率表现，另外低于170 mW 待机功耗适合该功率范围应用，所以是一个无需辅助电源的理想解决方案。 图 11.300W 电源性能总结 参考文献 NCP1680：图腾柱临界传导模式 (CrM) 功率因子校正控制器 AND90147/D：NCP1680——CrM 图腾柱 PFC IC 技巧与诀窍 AN-9738 使用 FL7930B 和 FAN7621S 进行 LED 街道照明设计的 150W 电源设计指南 NCP13994：集成高压驱动器的电流模式谐振控制器，高性能，有源 X2 放电，数据手册 NCP4390：具有同步整流器控制的谐振控制器，增强型轻负载 NCP4306：次级端同步整流驱动器，适用于高能效 SMPS 拓扑 300W 超高密度电源研讨会演示文稿，2022 年 10 月

车载信息娱乐系统中的电源设计（上） 汽车车载信息娱乐系统，又称车机，是基于车身总线系统和互联网服务而形成的车载综合信息处理系统。近年来，随着人们对驾驶、信息、娱乐、安全等各方面需求的提升，汽车的集成化、模块化程度越来越高。这为车机系统的研发带来新的挑战，其中电源设计首当其冲。 【导读】汽车车载信息娱乐系统，又称车机，是基于车身总线系统和互联网服务而形成的车载综合信息处理系统。近年来，随着人们对驾驶、信息、娱乐、安全等各方面需求的提升，汽车的集成化、模块化程度越来越高。这为车机系统的研发带来新的挑战，其中电源设计首当其冲。 本文为汽车车机系统电源设计系列文章之上篇，主要介绍一级电源和二级电源的特性，下篇将专门介绍环视摄像头的电源解决方案以及通用的汽车USB连接端口。 车机的典型电源架构如图1所示。一般而言，系统 MCU 和CAN模块通过一级LDO供电，以实现系统监测和唤醒。两个 DC /DC 变换器 用于给主处理器 核心板 和其他外设模块供电，诸如串行器、解串器和tuner IC等。摄像头模组由独立的供电单元供电。另外，还有专门的USB充电器IC为车机前面板的USB端口提供电力。 图1: 车机系统的典型电源架构 下面，我们来讨论决定选型的一级电源和二级电源关键特性。 一级供电电源的特性 系统一级供电电源直接连接车载蓄电池，其重要性不言而喻。一方面，它需要承受来自车载蓄电池的各种极端瞬态工况，比如ISO7637-汽车电源线瞬态干扰抗扰性测试；另一方面，还需要满足相应的EMI测试标准，避免设备本身对蓄电池上的其他设备产生干扰。 MPS 提供的频率可调、同步降压 开关稳压器 MPQ4436A可以满足上述要求，其主要性能如下所列： •3.3V至45V的宽工作电压范围 •6A连续输出电流(IOUT) •18uA睡眠模式静态电流(IQ) •内置48 mΩ上管（HS-FET）/20mΩ 下管（LS-FET） MOSFET •支持频谱扩展功能（FSS）以实现低EMI •符合AECQ-100等级1认证 更强的电源线抗扰能力 MPQ4436A的输入电压范围(VIN)支持最高50V的耐受电压。对于ISO7637中规定的 Pulse 5a/b（Load Dump）测试，该器件对滤波后的残压留有较大的安全裕量。 MPQ4436A的输入电压可低至3.3V，宽工作电压范围可轻松应对ISO7637中规定的Pulse 4(Cold Crank)测试。 图2所示为ISO7637 pulse 5a/b（load dump）测试脉冲。 图3所示为Pulse 4（cold crank）测试脉冲 图3: Pulse 4（cold crank）测试脉冲 卓越的EMI性能 MPQ4436A在芯片设计时充分考虑了EMI的优化，具体措施如下： 1.采用开关频率(fSW)展频技术。MPQ4436A采用频率扩展功能（FSS）来改善大电流下的EMI，它通过在开关频率点附近加入±10%的频率抖动，大大降低了峰值EMI噪声。 2.采用对称引脚封装设计。MPQ4436A 采用对称的引脚封装设计，同时合理布局高频环路、VIN与GND，并对称放置高频电容以形成磁场抵消效应。VIN、SW和OUT引脚的对称布局如图4所示。 图4: 对称引脚封装布局 图5显示了MPQ4436A的封装设计。 图5: MPQ4436A封装设计 MPQ4436A可以直接通过 CI SP R25 Class 5 标准测试。图 6 显示了其平均传导发射。 图6: MPQ4436A 的平均传导发射 图 7 显示了 MPQ4436A的平均辐射发射。 图7: MPQ4436A 的平均辐射发射 紧凑的封装和良好的散热性能 MPQ4436A采用QFN-20 (4mmx4mm)封装，省去了2个MOSFET和一个采样 电阻 。 凭借更小的解决方案尺寸，MPQ4436A得以具备优秀的散热特性。如图8所示，在12V至5V的压降条件下，温升仅为36°。 图8: MPQ4436A在6A条件下的温升 图 9 显示了实现高效散热的MPQ4436A 紧凑型封装。 图9: MPQ4436A的紧凑型封装 支持错相并联 车机应用中，很多时候需要大电流进行平台设计，MPQ4436A提供并联运行以支持这种应用。例如，两片MPQ4436A可以并联运行，并错相180°输出。在增加输出功率的同时，由于其输入错相后相互叠加，降低了输入电流纹波，从而进一步改善了EMI（如图10所示）。 图10: 两片MPQ4436A的并联运行 二级供电电源的特性 二级电源一般用于为系统中的高速通信块（如解串器/串行器）、调制IC、系统存储以及其他外设供电，这些外设通常具有特殊的上下电时序要求，从而带来一定的设计挑战。 MPS公司的MPQ2166A是一款具有脉宽调制 (PWM) 和内部补偿功能的双通道同步降压稳压器，它能够满足上述的需求。 紧凑的封装和对称布局 MPQ2166A是一款紧凑型二合一降压变换器，采用小尺寸QFN-18 (2.5mmx3.5mm)封装。该器件最高支持3MHz的开关频率(fSW)，这进一步减少了外围电感电容的数量。 对称的引脚分布（见图11）有助于减低EMI，而错相180°运行的双通道更进一步改善了EMI。 图11: MPQ2166A的对称引脚分布 更利于多电源轨设计 MPQ2166A为每个通道都提供独立的EN/SS/PG引脚，这便于调整每个通道的上电时序，同时分别监控每路电源的状态（如图12）。 图12: 独立EN/SS/PG引脚 MPQ2166A支持两路电流的灵活分配，可配置为2A/2A或3A/1A。 买电子元器件现货上唯样商城 结论 电源设计是车机系统开发的重要考量因素。本文介绍了车机电源需求，以及MPQ4436A实现一级电源和MPQ2166A实现二级电源所具备的优势。本系列文章的下篇将探讨摄像头电源和USB 充电方面的挑战。

如何充分延长电池寿命？这些电源设计要素你要掌握！ 远程患者监护仪(RPM)在不断发展，包含的功能越来越多，使医生能够更深入地了解患者的健康状况。这些功能对为监护仪供电的单体电池提出了更高要求。本文为ECG（心电图）远程患者监测贴片提供了一个电源解决方案，旨在延长电池寿命，充分发挥监测作用。本文还介绍了准确估计RPM电池寿命的策略，以及在RPM通电之前延长电池寿命的方法。 【导读】远程患者监护仪(RPM)在不断发展，包含的功能越来越多，使医生能够更深入地了解患者的健康状况。这些功能对为监护仪供电的单体电池提出了更高要求。本文为ECG（心电图）远程患者监测贴片提供了一个电源解决方案，旨在延长电池寿命，充分发挥监测作用。本文还介绍了准确估计RPM电池寿命的策略，以及在RPM通电之前延长电池寿命的方法。 物联网(IoT)革命使医疗机构利用科技为患者提供实时护理的方式发生了范式转变。如今，远程患者监测就是这种新型医疗设备改变医生与患者互动方式的其中一个领域。更小的 集成电路 和无线通信使几十年前的旧设备得以更新，功能得以增强，从而提高患者的依从性和疗效。目前的远程患者监测贴片取代了过去笨重的Holter设备，贴片中包含各种 传感器 ，能够收集心率、温度和 加速计 数据。这些贴片将患者数据传输到云端，患者和医生都可以实时访问数据。 虽然这些设备有助于医生提升护理能力，但也给电源设计人员带来了挑战，他们必须平衡兼顾系统性能与电池寿命要求。随着第二代贴片采用多模态传感来提高精度和有效性，这些挑战进一步加大，进而对电源也提出更高的要求。 在本文中，我们将参考图1所示的ECG RPM贴片示例。该贴片可连续监测ECG和加速计，同时每15分钟检查一次温度。数据通过低能耗蓝牙®(BLE)每2小时传输一次，每天总共进行12次BLE传输。该贴片有三种不同的模式，每种模式都有不同的负载模式：标准监测、温度监测和传输模式。在标准监测模式下，仅监控ECG和加速计。在温度监测模式下，还要监测另一个 温度传感器 。在传输模式下，BLE无线电在同时监测ECG和加速计数据的同时传输数据。 图1. ECG贴片电源原理图。用一个235 mAh的CR2032纽扣锂电池为稳压器、 微控制器 、ECG前端、温度传感器和加速度计供电。 电源挑战 设计RPM，比如ECG贴片，对电源设计人员来说是一个多方面的挑战。设计通常受到空间方面的限制，带有多个传感器的贴片可能需要多个电源导轨。由于RPM贴片通常是一次性使用产品，因此设计人员一般会选择 纽扣电池 这种经济高效的电源。如果仅使用纽扣电池为贴片供电，设计人员还必须考虑电源子系统的效率。 电源设计人员经常会忽视的一个挑战是如何延长产品的保质期。关断电流和电池自放电会缩短任何系统的寿命。因此，设计人员必须明确RPM贴片在典型的保质期之后能否满足运行时间要求，如果不能，在贴片到达最终用户手中之前，可以采取哪些措施来保持电池寿命。 确定电池运行时间 为了准确确定电源解决方案是否符合电池寿命要求，必须确定负载曲线。负载曲线是系统负载占空比的简单表示。对于我们使用的远程患者监测贴片，我们将考虑之前介绍的三种不同的工作模式：标准监测、温度监测和传输模式。 为了准确确定电源解决方案是否符合电池寿命要求，必须确定负载曲线。负载曲线是系统负载占空比的简单表示。对于我们使用的远程患者监测贴片，我们将考虑之前介绍的三种不同的工作模式：标准监测、温度监测和传输模式。 要进行负载曲线分析，需使用一天中每种工作模式的时间段来确定占空比计算值。使用公式1： 可为我们得出贴片的占空比，如表1所示。 表1. 贴片在不同工作模式下的占空比 利用图2中的负载曲线，我们可以计算出贴片的电流消耗。取每种工作模式下的有效电流消耗，通过公式2可以计算出每天的平均电流消耗近似值。 图2. 负载曲线图。 下面是一个计算示例： 标准监测模式每天的电流 = 标准监测模式电流×标准监测模式占空比×24小时 标准监测模式电流 = 1.88 mA标准监测模式占空比 = 0.9956 标准监测模式每天的电流 = 1.88 mA × 0.9956 × 24小时 = 44.92 mAh/天 一旦确定每种工作模式的每日电流消耗，就可以通过公式3确定电池的使用寿命。 下面是一个计算示例： 电池容量 = 235 mAh 标准监测模式每天的电流 = 44.92 mAh/天 温度监测模式每天的电流 = 0.01 mAh/天 传输模式每天的电流 = 0.79 mAh/天 电池寿命（天）= 235 mAh/（44.92 mAh/天 + 0.01 mAh/天 + 0.79 mA/天）= 5.14天 这些计算结果表明，该器件将满足5天的工作时间要求，电池寿命超过5.1天。然而，这个结果具有欺骗性，因为没有考虑系统的保质期。在医疗器械行业，最好是设计14个月的保质期（货架期12个月，运输期两个月）。 保质期的考虑因素 将系统中设备的关断电流相加，同时使用CR2032电池每年1%到2%的典型自放电率，可以看出，14个月后，电池的容量不足以支持5天的工作时间，需要进行电池密封。 表2. 14个月后的电池容量 在货架上放置14个月后，电池容量将显著减少。当CR2032闲置在货架上时，近40%的能量将通过关断电流和电池自泄漏消耗掉。将这个电池容量代入公式3，可以得出更准确的运行时间： 电池寿命（天）= 146.66 mAh/（标准监测模式+温度监测模式+传输模式） 电池寿命（天）= 146.66 mAh/（44.92 mAh/天 + 0.01 mAh/天 + 0.79 mA/天）= 3.21天 上架时间超过一年，电池容量会受到电池自放电和系统关断电流的影响。电池自放电与电池的化学性质和环境有关。CR2032电池的化学成分是锂锰，每年的自放电率为1%至2%。一年后，纽扣电池在休眠状态下可能会损失2%的容量。对比之下，BR2032电池的化学成分是锂-氟化碳聚合物，每年的自放电率为0.3%。我们通常会认为，最适合应用的电池化学成分是放电率最低的，但事实并非如此。虽然BR2032电池的放电率较低，但其容量也比200 mAh的CR2032电池低。使用前面的公式重新计算，可以确定这样的低容量电池的电量是否足够。 在这个ECG贴片中，当系统断电时，IC关断电流是减少电池寿命的最大因素。当IC被禁用且无有效负载时，会产生关断电流。这些电流通常是由于IC中漏电和IC内的ESD保护装置造成的，即使在没有负载的情况下也会消耗少量的电流。这些电流通常很小（低于1μA），但对电池寿命却有很大的影响。在这个RPM贴片中，关断电流在一年内可使电池容量减少多达40%。使用电池密封可限制系统在关断时从电池中吸取过多的电流。 电池密封通常采用两种方式：聚酯 薄膜 拉片形式的机械电池密封，以及 负载开关 形式的电气电池密封。聚酯薄膜/塑料拉片是一种机械电池密封，其中塑料拉片位于电池和系统之间。当准备使用设备时，用户只需拔出塑料片，电池就开始为系统供电。这是一种简单、低成本、成熟的电池机械密封，已经使用了很多年。然而，对于医疗设备来说，这种解决方案并不是始终可行的。对于需要防水的ECG贴片来说，聚酯薄膜突出的槽会使贴片容易被水损坏。此外，对于不够灵巧的终端用户来说，这种小的塑料薄片可能不太好用。 简单的负载开关，如 Vishay SiP32341，是电气电池密封的一个不错的选择。该器件是一个场效应晶体管，开启时，可将电池与系统的其它部分隔开，使SiP32341的关断电流成为电池上唯一的消耗电流。负载开关有一条逻辑控制线，当准备使用设备时，可以通过按钮接通。SiP32341的关断电流一般为14 pA，与没有电池密封时整个系统的电流消耗相比，采用电池密封有显著改善。如果使用SiP32341作为电池 密封件 ，CR2032原电池在14个月内可保持99.97%的容量。如果不用电池密封件来保护电池免受ECG贴片关断电流的影响，那么CR2032原电池只能保持62.39%的原始电量。消除这37%的容量差异，就可以使ECG贴片在14个月的保质期以后仍能满足5天的寿命要求。 表3. 使用电池密封件14个月后的电池容量 电池密封件通过防止系统中的所有设备消耗电池关断电流，从而保持电池容量。在RPM贴片闲置14个月后，剩余电池容量还保持在99.9%以上。 将这个电池容量代入公式3，可以得出更准确的运行时间： 电池寿命（天）= 230.25 mAh/（标准监测模式+温度监测模式+传输模式） 电池寿命（天）= 230.25 mAh/（44.92 mAh/天 + 0.01 mAh/天 + 0.79 mA/天）= 5.04天 买电子元器件现货上唯样商城 结论 在系统处于活动状态和关机/低功耗模式时进行电池分析，对于设计能满足医疗设备所有要求的电源至关重要。虽然本文专门讨论了通过BLE通信收集心率、温度和加速度数据的ECG贴片，但文中的分析和原理也可应用于由原电池供电的任何数量的医疗设备系统。