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TL431是常用的可调并联稳压器： 除了将其用作并联稳压器提供稳定的基准电压之外，还有一些典型的扩展应用，例如比较器： 原理：Vin大于Vref时，内部三极管导通，近似阴极CATHODE接地，即输出低电平 Vin大于Vref时，内部三极管截止，近似阴极CATHODE接Vsup，即输出低电平。 注意事项： ①： RSUP=10kΩ (IKA=500µA) 的情况要比 RSUP=1kΩ (IKA=5mA) 时的响应速度慢得多。 TL43xx 的最小工作电流 (IMIN) 为 1mA ，因此低于该电流值运行可能会导致增益降低，从而使响应速度变慢。 ②： 最好是将跳闸点设置为高于正预期误差（对于 A 版本来说是 +1.0% ）为了实现快速响应，将跳闸点设置为高于内部 VREF 的 10% 就足够了。 ③： TL431 需要具有输入电阻，以确保此器件所提供的所需基准拉电流 (IREF) 在开启期间保持在合适的运行区域内。基准引脚上的实际电压为 VREF=VIN-IREF*RIN 。 IREF 可能会高达 4µA ，因此建议使用足够小的电阻，这将能够减小 IREF 通过 VIN 造成的误差。为了实现从 Vin 到基准引脚的最低压降或电压差，建议使用阻值低于 10kΩ 的输入电阻器来提供 Iref 。 本人学习笔记公众号，将在上面分享学习记录与心得： 公众号名称：硬件之路学习笔记

作者：Brian King 在补偿隔离式电源的反馈回路时是不是感到无从下手呢？在您进行测量时，回路的断开位置将直接影响到这项工作的难度。 在选择TL431电路周围的补偿组件时，在一个特定的位置断开回路十分关键。我们可以选择在两个位置断开回路。 大多数工程师喜欢在图1显示的反馈电阻分压器的位置上断开回路。毕竟，我们在非隔离式降压电路中是这么做的。当我们在这款隔离式电源中也进行同样操作的话，内部回路会变成发电厂设备的一部分，并且使得方程式和设计过程变得复杂。当我们在分压器上断开回路时，我们必须： 检查内部开回路的稳定性。 然后，我们必须查看这个内部回路的闭环响应。闭合内部回路是发电厂设备，它由外部回路控制。 通过选择外部回路内的TL431周围的补偿组件来确保稳定性。 图1.在反馈分压器的位置上断开回路会使测量过程复杂化。 按照图2中所示的方式断开回路，我们可以通过一个简单的步骤稳定电源。现在，发电厂设备被定义为光耦合器的输出到电源输出的转换函数，而两个回路被包含在补偿中，而非发电厂设备中。这使得我们能够使用电源技巧：补偿隔离式电源中说明的简单方程式，以快速选择TL431周围的补偿组件。 图2.在输出和整个TL431电路之间断开回路可简化测量过程。 经常情况下，电路中会包含一个50欧姆电阻器，其唯一用途就是在测量回路的同时提供一个插入干扰的位置。当被放置在图2标出的位置上时，这个电阻器的阻抗将影响电源的性能。光耦合器电流必定会流经这个电阻器，并会导致一个稳压误差。如果你将一个电阻器放在这个位置，那么必须使用0欧姆电阻器。在执行回路测量时，可临时放置一个50欧姆电阻器来插入干扰。之后，必须替换掉0欧姆电阻器。 原文链接：http://e2e.ti.com/blogs_/b/powerhouse/archive/2015/02/28/power-tips-how-to-measure-frequency-response-in-isolated-supplies 来源：https://e2echina.ti.com/blogs_/b/power_house/posts/52006

在无刷直流电机控制系统中，电流采样及保护电路作为其中的一个反馈环节，作用是对电机运行时的电流进行实时检测采集，经过处理后，把电流信号转换为控制系统可以识别的小电压信号，让控制系统可以做出相应的控制和保护动作。由于电机电流是交流电流，因此电流采样及保护电路需要具备整流功能，普通整流电路的核心元件是具有单向导电性能的二极管，通常使用1个、2个或4个二极管组成半波、全波或者桥式整流电路。但二极管在小信号时表现为非线性，这将使整流的波形产生失真(小信号部分)，更为严重的是，二极管存在死区电压，在输人信号小于死区电压时，二极管并未导通，因此使输出信号产生严重畸变，引起误差，小信号时这种误差将不可忽略。为了提高精度，文中利用集成运放的放大作用和深度负反馈产生的特性来克服二极管的非线性造成的误差，为某型号无刷直流电机设计了一种可靠性高、精度高的采样保护电路。 1 高精度半波整流电路 整流电路是把正、负交变的电压转换为单极性电压的电路。本文的半波高精度整流电路是在比例放大电路中加入二极管，利用二极管的单向导电性实现正副两半周内引入不同深度的负反馈。按这种思路构成的半波高精度整流电路如图1所示。 图1 半波高精度整流电路 在ui0期间(0～t1、t2～t3)。当ui还很小时，D1和D2均截止，运放处于开环状态，开环放大倍数很大。因此ui只需稍大，就会使u0'足够大，且为正值。只要u0'大于0.7 V，就会使D1导通，而D2截止(a点为零电位)，因此D1和Rf串联引入了适度的负反馈，这时的电路相当于反相比例放大电路，因此输出为 。输出u0与输入ui成比例关系，u0与波形-ui的形状相同，但按一定的比例放大或者缩小了，若R1=Rf，则u0=-ui。由以上分析可知，即使输入电压ui小于二极管的起始导通电压，仍有 输出。 在ui0期间(t1～t2)。当|ui|还很小时，D1和D2均为导通，这时运算放大器处于开环状态，其开环放大倍数很大，因此|ui|只需稍大一些，运放输出u0’就会很大，且为负值，这使二极管D1截止、D2导通，D2的导通给运放引入了深度的负反馈。由于a点电位为零(虚地)，故u0’≈-0.7 V;而D1截止，且a点电位为零，故u0=0，即u0端波无波形。整个过程如图2所示。 图2 半波整流波形图 例如假设输入信号的频率为50 Hz，在该频率下运放的开环电压放大倍数为5x104，二极管的起始导通电压为0.5V，则最小整流电压(即输入信号)仅为10μA。也就是说只要输入信号大于10 μA，整流器就进入正常工作状态;而对于普通二极管半波整流器，输入电压必须大于0.5 V(5×105μV)才能正常工作，其输入电压是前者的5万倍，可见该电路大大提高了整流精度。图3为该整流电路的传输特性，它是一条过原点斜率为 的直线。 图3 整流电路的传输特性 2 电流采样及保护电路的设计 2.1 霍尔传感器 霍尔电流传感器是一种先进的、能隔离主电路回路和电子控制电路的电检测元件。它综合了互感器和分流器的所有优点，同时又克服了互感器和分流器的不足(互感器只适用于50 Hz工频测量;分流器无法进行隔离测量)，可测量任意波形的电流，精度高，动态性能好，工作频带宽，本文中的霍尔传感器采用莱姆(lem)公司的LF205-S，该型传感器的最大电流测量范围是：±200 A，有效测量范围是±100 A，当测量电流在有效范围之类时，输出电压是：±4 V，其测量精度达到1%，动态响应时间小于7μs,跟踪速度di/dt高于50A/μs。 2.2 TL082双运算放大器 TL082是一种通用的J—FET双运算放大器。其特点有：较低的输入偏置和偏移电流;输出设有短路保护;输入级具有较高的输入阻抗内建频率补偿电路，在电流保护电路设计中，使用TL082构成高精度半波整流电路和加法器，而由于TL082为双运算放大器，所以节省了控制板的空间，使得电路的设计更加的简洁和精巧。 2. 3 TL431三段可编程并联稳压二极管 TL431是一个有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置到从Vref(2.5 V)到36 V范围内的任何值(如图3)。该器件的典型动态阻抗为0.2 Ω，在很多应用中可以用它代替齐纳二极管，输出为一个固定电压值，计算公式是：Vout=(R1+R2)x2.5/R2 图4 TL431恒压5V输出电路图 当R1取值为0的时候，R2可以省略，在本文中，使用TI431构成恒压电压源5 V，给比较器供电。 2.4 采样检测及保护电路的实现 由于霍尔传感器的体积相对较大，所以本文仅仅使用两个霍尔电流传感器对电机A、C两相绕组电流进行检测，将A、C相中的-100 A～100 A大电流转化为-4 V～4 V的小电压信号，再根据无刷直流电机三相电流的特性IA+IB+IC=0，计算得出IB=-(IA+IC)，因此B相电流可以通过对A、C相求和反相得到，从而可以减少霍尔电流传感器的使用数量，缩小体积，削减成本。如图5所示。 图5 B相电流的实现 再得到B相电流以后，分别对A、B、C三相相使用TL082构成的高精度半波整流模块进行半波整流，再将整流过的A、B、C三相电压信号求和反相，得到此时进入功率管电流的瞬时值所对应的电压值。 图6 无刷直流电机电流采样保护电路结构图 在电机的运行过程中，该电路能实时测量电机的电流，并发出两路信号，一路输入到DSP的ADC模块中去，采样电机电流的数字值，从而可以方便的在DSP中实行电流的闭环PID调节。 另一路送到比较电路中，然后DSP采用了两种方式来对电机进行保护。一种是限流保护，当电流增大超过限流电流62.5 A(对应电压值为2.5 V)时，保护电路向CPLD发出限流信号，进而使控制芯片DSP启动相应的限流程序进行操作，调节PWM的占空比，来改变实际加载到电机两端的电压，改变电流大小;另一种是停机保护，如果电流由于某些原因，继续增大到停机电流80 A(对应电压值为3.2 V)时，DSP就会启动停机程序，立即关断所有的功率管，电机马上停止运行，这样可以防止由于电流过大而引起的对功率管或者电机的损坏，从而提高系统的可靠性。 2.5 实验结果 电流采样及保护电路实验波形如图7所示。 图7 采样电路实验波形 在图7中通道1输入A相经过电流传感器后的波形曲线，通道2输入C相经过电流传感器后的波形曲线，通道1和通道2相位相差120。，幅值，通道3为A、B、C三相信号经过求和反相后的波形，平均幅值为1.48 V，符合理论分析结果。 3 结论 该电路利用了放大器的原理提出了一种高精度电流采样的方法，并且结合了过流保护、停机保护的功能，从而能保障无刷直流电机的安全运行。目前该电路已经应用于某型号无刷直流电机的控制系统中，实际应用中也证明这个电路可以对电机的实时电流进行高精度检测采样并且及时、可靠的保护好电机。

TL431的主要作用是使电路获得更加稳定的电压，TL431是一种较为精密的可控稳压源，有着较为特殊的动态抗阻。在电路当中，TL431也作为一种并联型的稳压电路来使用，当然使用方法并不局限在这一种，其还能够作为串联或电压基准来使用。 熟悉电路制作的人大多对TL431并不陌生。由于TL431的动态抗阻的特性，其经常在电路设计当中被用于替代稳压二极管。不仅如此，TL431的开态响应速度快输出噪音低，并且价格低廉。因此受到电源工程师和初学者们大力好评。本篇文章主要为大家介绍了TL431的基本应用电路和几种并不常见的接法，并进行了讲解。 图(1)是TL431的典型接法，输出一个固定电压值，计算公式是： Vout = (R1+R2)*2.5/R2，同时R3的数值应该满足1mA (Vcc-Vout)/R3 500mA。 当R1取值为0的时候，R2可以省略，这时候电路变成图(2)的形式，TL431在这里相当于一个2.5V稳压管。 利用TL431还可以组成鉴幅器，如图(3)，这个电路在输入电压 Vin (R1+R2)*2.5/R2 的时候输出Vout为高电平，反之输出接近2V的电平。需要注意的是当Vin在(R1+R2)*2.5/R2附近以微小幅度波动的时候，电路会输出不稳定的值。 TL431可以用来提升一个近地电压，并且将其反相。如图(4)，输出计算公式为： Vout = ( (R1+R2)*2.5 - R1*Vin )/R2。 当R1 = R2的时候，Vout = 5 - Vin。这个电路可以用来把一个接近地的电压提升到一个可以预先设定的范围内，唯一需要注意的是TL431的输出范围不是满幅的。 TL431自身有相当高的增益(我在仿真中粗略测试，有大概46db)，所以可以用作放大器。 图(5)显示了一个用TL431组成的直流电压放大器，这个电路的放大倍数由R1和Rin决定，相当于运放的负反馈回路，而其静态输出电压由R1和R2决定。 这个电路的优点在于，它结构简单，精度也不错，能够提供稳定的静态特性。缺点是输入阻抗较小，Vout的摆幅有限。 图(6)是交流放大器，这个结构和直流放大器很相似，而且具有同样的优缺点。我正在尝试用这个放大器代替次级运放来放大热释红外传感器的输出信号。 经过本篇文章的讲解，大家肯定对TL431的应用电路有了初步的认识，并且对TL431的一些优点和缺点有了自己的看法。希望通过此篇文章能让各位电源新手们对TL431有更多的理解。

TL431有着较为特殊的动态抗阻，是一种较为精密的可控稳压源，在电路当中，TL431也作为一种并联型的稳压电路来使用，当然使用方法并不局限在这一种，其还能够作为串联或电压基准来使用。TL431的主要作用是使电路获得更加稳定的电压，虽然人们都知道使用TL431，但是并没有几个人对其工作原理进行深入的剖析，本篇文章就将为大家介绍关于TL431工作方式的另一种理解方式。 请参阅： 更多电源管理、数据转换设计方案。 说到TL431的工作方式，很多人想到的必然是TL431+PC817的电源电路。其实任何基于431手册中的稳压电路，都可以有合理的电路模型。 而TL431和PC817的反激电源中的TL431,却无法，或很难解释。 图1是TL431的内部原理图 首先，这里有一个最最基本的问题。当TL431正常工作在稳压电源中的时候，Cathode的电压是多少?大家想过这个问题吗? 图2 对于如图2的TL431常用稳压电路，C的电压是确定的。 由电源电压减去电阻电压，就可以得到。因为REF的电压因为负反馈而稳定就使2.5V.但TL431+PC 817中的TL431,却没有明确的Cahode电压! 图3 反激电源中的TL431 通过TL431的内部电路，可以看出，Cathode的电压不应该低于2.5V。因为只有Cathode的电压高于2.5V,Q1的这个三极管，才可以工作在放大状态。如果低于2.5V，那么Q1会进入饱和方式，而失去放大作用。不难看出，此时，Q2、Q3、Q4等三极管也会失去放大作用而饱和。 三极管饱和的方式，肯定不是TL431的设计者，最初的想法，他的想法，肯定是要让这些三极管工作在放大方式的。C低于2.5V,在反激的431中，不会出现2.5V流向5V的电流，假设反激电压为输出5V.如果REF电压高于C,电流也是从集电极到发射极的流动方向。最好的情况是，3.28K电阻之下的电路工作正常，而可以输出1.5V左右的基准电压。 而最好的情况是，假设即使Cathode低于2.5V,431也可以反馈正常工作。对于TL431组成的稳压电源，必须提供431，手册说的1mA的Cathode到Anode的工作电流。 但是，在反激电压的TL431中，这根本就不需要!这一点，需要特别注意。因为仅此一点，就彻底否定了LED并联电阻的，毫无意义的做法。 对于TL431手册中的稳压电源电路，必须提供1mA电流，才可以正常工作。而反激电源中的TL431,在C到A的电流为0的时候，恰好是UC3842输出最大占空比的时候，这必然产生输出电压，而使得TL431工作。 所以，在反激电源中，根本不需要关心TL431的电流问题，特别是启动的时候。这是必然会产生的。 试想，UC3842的反激电源启动了，此时，没有输出电压。TL431也没有电流，不工作。但UC3842因为其中的运放会输出最大的1mA电流，流向了1V稳压管并联的电阻，而导致设定的占空比最大，而输出电压逐步上升。 随着5V电压的逐渐增大，TL431的C和A之间如果不导通，那么其CA电压会5V左右，这会与TL431的输出电压电流IV曲线出现矛盾，所以TL431必定会在CA间产生电流。而5V的分压电阻，在REF 产生2.5V左右电压，导致TL431正常工作。 LED电流对应一定的输入电压和负载电阻。就是说，如果输入电压固定，负载一定，那么就会有与之一一对应的TL431的C到A的电流，就是LED电流。如果两者，有一个或2个都改变，那么LED电流，必然改变。所以，最大的输入电压，和最小的负载电阻，对应最小的LED电流，可以是0。 最小的输入电压，最大的负载电阻，对应最大的LED电流。几个mA.请注意，无论如何，TL431在CA电流为0，就是LED电流为0的时候，是无法工作的。但此时UC3842输出最大占空比，而导致，TL431会逐渐开始工作。 就是说，反激电源中的TL431，C到A的电流是可以为0的，而这对应最大的占空比。我们的目的，是让UC3842产生连续可调的占空比，对于TL431是否工作，这不重要!但只要产生足够的输出电压，TL431必定负反馈正常工作。但因为UC3842的电流变化只有1mA，如果TL431的LED电流变化达到10mA，那么9mA的调节死区，会给输出电压，带来振荡。所以，这就是我们需要串联Rled这个电阻的唯一原因。 这个电阻，无法用频率补偿的那套方法分析计算。到目前为止，只能定性理解。至少，因为TL431一旦没有电流，就不可能有电路模型高频的!这个Rled电阻，对于输出电压的动态过程产生影响。 越大越好，因为LED电流变化就小了，比如说，变成了5mA的变化范围，就比10mA的9mA死区，输出电压电振荡小不少。一般来说2mA足以了。但确实是不好计算。因为我们不知道，2mA的LED电流，TL431的cahoce电压为多少。所以就没有办法来计算Rled这个电阻的大小。 假如认为TL431的C电压必须不低于2.5V,那么，这依然不符合实际情况。因为最大UC3842输出占空比时候，TL431的电流就可以为0的。但还是假设这么算，C不低于2.5V的话，就按2.5V来算。 Rled=(5-1.5-2.5)V/2mA=500欧姆。 图4 对于TL431的设计理念，不管其设计者，最初是否如下图所示，图4的原理与TL431是完全一样的。因此，TL431+PC817的确是个，到目前为止，使用众多的电路。 最好的，最合乎情理的，方法就是用运放，用TL431提供电压基准的方式，比如那个着名的使用LM258的输出有2个二极管的恒压恒流电路。因为这个电路是可以用正常的理论方法，进行分析和计算的。而TL431+PC817，是无法计算的!敢算的是概念错误! 是的，我们可以说，TL431+PC817是正确的电路，因为的确可以正常工作，只是因为TL431的工作方式问题，会对于动态过程，产生振荡，或其他不可思议的问题。因为这不是一个，目前的理论，能够解释和分析计算的。 使用运放的反激电路，基本都是可以用现有理解分析计算的，所以问题不大。这就是两种方式的主要区别。 使用TL431+PC817的唯一原因就是成本问题。但从负反馈的原理来说，是正确的，但过度的动态过程，不好说。 再明确一点就是，TL431可以工作在非正常方式，而产生负反馈作用。就是说，C的电压低于2.5V，依然可能可以有正常的负反馈作用。 而要计算的话，就要假设，TL431，只能工作在C不低于2.5V的情况下。因为UC3842输出最大占空比时，TL431的电流可能为0.1mA，而0.1mA不足以使TL431 正常工作，但在整个电路的调节过程中，TL431不正常工作，依然在现实中，调节了输出电压，而让人们觉得这没有问题。 如果非要定量计算，也是要把TL431当作跨导放大。传递函数是gm*A/(Ts+1)的形式。而此时，与电阻Rled无关!这是需要特别注意的。Rled就是限制电流的作用，但我们却无法计算这个电阻。但设置一个Rled电阻值，就可以知道最大不可能超过的电流，毕竟我们也不希望TL431，因为没有电阻限流，而流过100mA电流。 Rled能否对调节产生作用?定性来说可以，越小，虽然可能振荡的情况增大，但毕竟调节还是比较快的。Rled大，那么调节速度就可能变慢，但振荡小。 那么，为何假设TL431正常工作的，跨导模型，无法证明Rled的作用呢?因为理想的小信号模型，在现实中，是不存在的!这是一个无法小信号化的，严重的非线性电路。如果TL431无法小信号化，那么所谓的II型补偿，从何谈起呢?如果全面测试的结果，表明，TL 431+PC817的反激电源正常工作，看来我们也只能相信了。 这些根本毫无道理的补偿方法，居然真的起作用了。当然了gm是随LED电流变化而变化的，LED电流越大，那么gm也越大，开环的增益也越大，故LED电阻越小，穿越频率越大，就反应越快。终于对上号了! 呵呵 那么，gm*A/Ts+1的模型就可以用了，但人们貌似还都不是这么用的。因为不说gm很难得到，就是A和T也是不知道的。好在，人们用的是PID等补偿方法，可以把运放或TL431看作理想的。 PID之类的确是个好主意。要是换上7805类的补偿，还真没办法!积分真的太有用了，不是为了消除静态误差，而是可以把运放当作理想的。为了证明431的电流控制方式，II型补偿依然有效，进行了如下推导计算。 图5 图6 因为Vref上电后就是稳定的了，所以被Rled*(R1+R2)除以后，很小，视为0。 得到框图如下： 　 图7 这依然是个复杂的反馈。还不是那种单环路的反馈框图形式。无法用现有的频率补偿方法。 这是需要了解的。但是，如果把Vo/Rled视为扰动的话，那么就可以变成如下的标准形式了。而且，这个假设，视为输出电压缩小Rled倍后为扰动，很是合理。 　 图8 于是乎，基于上述假设，我们得到了，一个单回路反馈的标准形式。也就说明了，II型补偿，对于TL431型反馈电路来说，补偿可以看作有效。费这么大劲才能证明这么一个看似无需考虑的问题，这是人们把TL431视为电压型运放的错误的思想导致。为了证明II在反激中有效，恐怕还是需要向本大师一样，如此推导计算的。 然而这依然是个复杂的反馈，比电压型运放的反馈，复杂。电压型反馈，只有一个标准的反馈回路，开环传递函数，一目了然。而这个电流的复杂多了。如果不是把Vo/Rled视为扰动，我们几乎很难用通常的补偿方法补偿。最后，需要指出的是，只有教科书中开关电源电路，才是唯一符合补偿方法的。例如PID，II型等补偿方法。对于TL431+PC817的反激电源，并不适合。所以，书本里的电路，符合控制原理的方法。主要还是单回路控制。一目了然。几乎为降低成本的设计，例如TL431+PC817，用通常的方法，是无法分析的。必须做出一些假设才行!这个道理，是使用TL431+PC817进行II补差的人，所不知道的! 电子电路中有很多不符合控制理念的反馈电路。这个就是其中第一个。电流和电压的所谓ACM控制，也是不符合控制原理的，所谓的貌似可以在电子电路里多数情况工作良好的电路。只能说，反激电源，如果理解成双环反馈，还是可以行的通的。条件是输出电容足够大，在几个开关周期，不会造成输出电容电压的较大变化。这样就可以理解为串级控制。 TL431 其实就是带基准的比较器(高增益)，与PC817一起使用解释不是什么难事。难事就是怎么样让比较器输出为线变化(这就扯到了补偿)。PC817实际就是一个隔离的线性放大器。 本篇文章从一个全新的角度对TL431的工作原理进行非常详细的分析，不管文中的观点是否正确，它的确为人们提供了另一种思路，从侧面帮助大家多进行思考，从不同的角度来观察问题。