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相信很多小伙伴都用过下面这个MOS管开关电路，但是有多少小伙伴了解在MOS管开关过程中，输入电压、输出电压和MOS管上的电流都是怎么变化的？特别是输出端有大负载电容时，最大浪涌电流能到多少呢？ 今天小编专门写一篇文章，通过理论结合仿真的方式给大家分析下~ 首先建立一个电路图：假定电源电压V5=12V，内阻Rs=10毫欧；MOS管的导通与关闭由$V_6$控制；负载设定为100mF电容+$12\Omega$电阻。 上升阶段 当控制信号输出高电平时，$V_6$电压会逐渐上升，当电压上升到三极管$Q_3$的门槛电压，三极管开始导通；按照Paul R. Gray著作 《Analysis and Design of Analog Integrated Circuits》 中推导，三极管集电极电流可写成： 式中：$I_S$为反向饱和电流；$V_T$为热电压，常温下约为26mV；$V_{be}$为三极管基极-发射极电压； 根据MOS管开关电路，MOS管栅源电压为： 栅源电压$V_{gs}$会随着$I_c$的增加逐渐变大，当$V_{gs}$达到MOS管的阈值电压$V_{gs{th}}$时，MOS管开始导通，漏极电流开始增加；此时输出电压$V_{out}$很小，所以$V_{sd}$接近于输入电压$V_{in}$，MOS管工作在恒流区，MOS管电流满足下式： 式中：$\mu_n$是电子迁移率；$C_{ox}$是单位面积栅极电容；$W$是沟道宽度；$L$是沟道长度；$V_{gs}$是栅极与源极之间的电压；$V_{gs_{th}}$是阈值电压。 随着三极管的基极电压升高，$I_c$成指数倍增加；同理$V_{gs}$也成指数倍增加，所以通过MOS管的电流会快速上升。 直到三极管进入饱和区，此时$V_{CE}\approx0V$，MOS管的栅源电压达到理论最大值$V_{gs_{max}}$，通过MOS管的电流也达到最大值$I_{max}$。 因为小编建立的仿真模型中，电源是有内阻的，所以实际上$V_{gs_{max}}$的值应为： 而$I_{max}R_s$正是MOS管开启造成的 电压跌落，若电压跌落过大，可能会导致其他电路工作异常 。 但很快小编就发现，因为$\mu_n$、$C_{ox}$、$W$、$L$参数的缺失，导致无法计算峰值浪涌电流$I_{max}$，那还有其他计算方式吗？ 答案是：有的，并且被小编找到了。 首先，找到MOS管的输出特性曲线图，可以轻松获得$V_{gs}=1.5V$或其他值时所对应的漏极饱和电流$I_{D_1}$； 然后代入到式(3)中(这里小编取$V_{GS}=-1.5V$，$I_{D_1}=7A$(预估值)，$V_{gs_{th}}=-0.55V$(规格书读取))： 计算出$K=7.76$ 最后再将计算出来的系数$K$代回式(3)、(4)，计算出$I_{max}=152.73A$，$V_{gs}=-5.24V$，基本接近仿真结果。 因为仿真模型中阈值电压等于-0.8V，所以上述计算过程中是以$V_{gs_{th}}=-0.8V$计算的。 推导出最大浪涌电流的计算公式，小编还想知道下上升过程总共用了多长时间？ 在三极管达到饱和状态前，$Q_3$一直工作在放大区，所以有： 式中：$\beta$为三极管的放大倍数；$I_S$为反向饱和电流；$V_T$为热电压，常温下约为26mV； 对于$V_6$控制信号，在上升沿10%~90%内，完全可以考虑成线性， 所以假设$V_6=at$，则： MOS管电流上升所用的时间其实就是栅源电压从$V_{gs_{th}}$(对应t1)上升到$V_{gs_{max}}$(对应t2)的时间，所以联合式(2)、(7)可得： 所以只要知道斜率a，就可以计算出电流上升过程的时间。 恒流阶段 当三极管$Q_3$饱和后，$V_{gs}=-\frac{R_9}{R_9+R_{10}}V_{in}$，若此时$V_{in}$恒定，则$V_{gs}$和漏极电流$I_D$也恒定；漏极电流$I_D$恒定，则$V_{in}$保持恒定，所以此时会出现一段恒流过程。 在此阶段，通过MOS管的电流会持续给负载电容充电，所以$V_{out}$会线性上升，$V_{ds}$会线性下降。 当$|V_{ds}| |V_{gs}-V_{gs_{th}}|$时，漏极电流将按照下式计算： 然后漏极电流$I_D$会随着$V_{ds}$的减小而逐渐减小；从而退出恒流阶段，进入电流下降阶段。 恒流阶段的总时长可以根据负载电容的充电来计算： 式中：$V_0$是进入恒流时的输出电压；$C$是负载电容的容值； 最终再结合上升阶段求解的$I_{max}$，可以计算出恒流阶段的时长： 当负载电容较大时，可近似地认为$V_0=0V$，采用仿真模型中的值，计算出$T=3.95ms$，还是比较接近于仿真模型。 小编认为，理论值与仿真值存在差异原因是：当$V_{ds}$接近于$V_{gs}-V_{gs_{th}}$时，通过MOS管的电流会减小(如下图黄框区域)，从而导致$V_{ds}$下降速率减缓，延长了时间；换句话说，就是 MOS管的电流公式过于理想，存在一些偏差 。 可能有的小伙伴也注意到了，小编在仿真电路中选取的负载电容非常大，这主要是为了让小伙伴们看到恒流阶段；其实在不同的MOS管或较小的负载电容的情况下，如果在$V_{gs}$达到最大之前就出现$V_{ds}=V_{gs}-V_{gs_{th}}$，那么就不会存在恒流阶段。 并且根据恒流区出现条件可以得出以下结论： 1. 负载电容越大，输出电压上升越慢，$V_{ds}$下降越慢，越容易出现恒流区； 2. 控制信号上升时间越短，$V_{gs}$上升越快，越容易出现恒流区； 3. $V_{gs_{max}}$越小，峰值浪涌电流越小，越容易出现恒流区； 其实在大多数电路中并不会出现恒流阶段，或者说根本不允许出现恒流阶段：这是AO6407的输出特性曲线图，我们可以看到当$V_{gs}=-2V$时，其恒流区电流已经超过15A；在$V_{gs}=-2.5V$时，更是超过25A；而根据其SOA图可知，AO6407所能承载的最大电流值为30A。 所以若MOS管开启过程真的存在恒流阶段，那么其$V_{gs}$不能超过2.5V，此时将很容易满足$V_{ds}=V_{gs}-V_{gs_{th}}$。 当不存在恒流阶段时，峰值浪涌电流又该如何计算呢？ 假设在T时刻达到$V_{ds}=V_{gs}-V_{gs_{th}}$，此时栅源电压为$V_{gs}'$，源漏电压为$V_{ds}'$，通过MOS管的电流为$I_{max}$，则： 当电流$I$上升较快时，可以认为电流$I$的上升斜率固定，此时有： 整理得： 令$X=\frac{1}{V_{ds}'}$，简化式(21)得： 求解得： 即： 公式较为复杂，这里通过实例举证来给各位小伙伴一个概念：假定$T=320us$、$C=10mF$，$K$、$V_5$、$R_s$仍然采用仿真电路中的参数，代入式(24)，求解出：$V_{ds}'=5.62V$，$I_{max}=245.3A$。 在上述公式推导过程中，针对$V_{out}$的求解，小编是采用积分的方式，然后等效成三角形面积；正常来讲，因为MOS管的非理想化，这种方式会有一些偏差； 但是巧合的是，如果以$I_{max}$来建立三角形，其实面积偏差很小；而且$V_{ds}'$代入式(17)计算出来的电流值也刚好是下降前的饱和电流值；所以最终用式(20)和式(13)计算出来的峰值浪涌电流其实很接近于实际值。 上述计算中$T$是通过仿真波形中读取的，在实际评估中可以再联立式(8)进行求解。 下降阶段 当$V_{ds} (V_{gs}-V_{gs_{th}})$，漏极电流$I_D$进入下降阶段，此时可认为MOS管工作在恒阻区； 在该阶段，电源$V_5$会通过内阻$R_s$和MOS管的导通电阻$R_{ON}$持续给负载电容充电，所以此阶段的时长可以根据电容充电公式计算： 式中：$R$为电源内阻$R_s$和MOS管导通电阻$R_{ON}$的和；$V_0$为此阶段电容两端电压的初始值；$V_1$为电容最终可充到或放到的电压值；$V_t$为t时刻电容两端的电压值。 另外，从恒流阶段与下降阶段的过渡点，小编又找到一个计算最大浪涌电流的公式，在过渡点上满足： 整理式(11)、（12）得： 用仿真模型中MOS管的导通电阻和阈值电压代入式(13)，计算出：$I_{max}=130.88A$，也接近于仿真结果；同样， 因为MOS管的非理想化，通过式(24)计算的电流值会比实际峰值浪涌电流偏低 。 结合式(12)和式(24)可简化恒流区的时长公式： 从式(25)、(26)可以看出，当降低$V_{gs_{max}}$时，峰值浪涌电流也会随着变小；但是恒流阶段的持续时间将会增加 。 总结 MOS管开启过程可以根据MOS管电流的变化分成三个阶段：上升阶段、恒流阶段和下降阶段； 但在实际电路中基本只有上升和下降两个阶段 。 判断是否会出现恒流阶段也比较简单，可以 先假设不出现，然后用式(20)计算出此时的$V_{ds_1}$，如果$|V_{ds_1}||V_{gs_{max}}-V_{gs_{th}}|$，则说明存在恒流阶段 ；式(20)如下： 式中：$K$为描述MOS管电流驱动能力的系数，可通过MOS管的输出特性曲线图求解；$V_5$为输入电压；$R_s$为输入电源内阻；$C$为负载电容；$T$为漏源电压从$V_5$降到$V_{ds_1}$的时长； 如果存在恒流阶段，MOS管峰值电流计算公式为： 式中：$K$为描述MOS管电流驱动能力的系数；$V_{gs_{max}}$为栅源电压最大值；$V_{gs_{th}}$为MOS管的阈值电压； 或者： 式中：$V_{gs_{max}}$为栅源电压最大值；$V_{gs_{th}}$为MOS管的阈值电压；$R_{ON}$为MOS管的导通电阻； 如果不存在恒流阶段，MOS管峰值电流计算公式为： 式中：$K$为描述MOS管电流驱动能力的系数； MOS管电流从零上升到峰值电流的总时间可用下式计算： 式中：$V_{gs}$为峰值电流所对应的栅源电压；$\beta$为三极管放大倍数；$V_{gs_{th}}$为MOS管的阈值电压；$R_{12}$为基极限流电阻；$R_9$为分压电路中的上电阻(栅源间)；$V_T$为热电压，常温下约为26mV；$a$为控制信号上升沿的斜率； 如果存在恒流阶段，其维持时间可用如下公式估算： 式中：$R_{10}$为分压电路中的下电阻(栅极与地之间)；$R_9$为分压电路中的上电阻(栅源间)；$V_{gs_{max}}$为栅源电压最大值；$V_{gs_{th}}$为MOS管的阈值电压；$C$为负载电容；$R_{ON}$为MOS管的导通电阻。 而下降阶段的总时长可用下式计算： 式中：$R$为电源内阻$R_s$和MOS管导通电阻$R_{ON}$的和；$V_0$为下降阶段开始时的输出电压，可用式(15)(有恒流阶段)或式(26)(无恒流阶段)计算；$V_1$为最终可充到的输出电压；$V_t$为$T$时刻的输出电压。 为了方便计算，小编将上述公式整理到Excel表格中，与仿真电路对比，结果虽有偏差(造成偏差的原因，小编在文中已经介绍过)，但经过小编多组数据验证，结果基本在同量级，用来评估电路特性，小编认为基本够用了~ 有需要的小伙伴可以关注微信公众号：龙猫讲电子，然后在后台回复： 工具 | MOS管开关电路峰值浪涌电流计算工具 本文所述观点仅为小编个人见解，在此抛砖引玉，若存在任何疏漏或错误之处，恳请各位读者不吝赐教。 声明： 本号对所有原创、转载文章的陈述与观点均保持中立，推送文章仅供读者学习和交流。文章、图片等版权归原作者享有，如有侵权，联系删除。

在有电流流过的导线周围会感生出磁场，再用霍尔器件检测由电流感生的磁场，即可测出产生这个磁场的电流的量值。由此就可以构成霍尔电流、电压传感器。因为霍尔器件的输出电压与加在它上面的磁感应强度以及流过其中的工作电流的乘积成比例，是一个具有乘法器功能的器件，并且可与各种逻辑电路直接接口，还可以直接驱动各种性质的负载。因为霍尔器件的应用原理简单，信号处理方便，器件本身又具有一系列的du特优点，所以在变频器中也发挥了非常重要的作用。 在变频器中，霍尔电流传感器的主要作用是保护昂贵的大功率晶体管。由于霍尔电流传感器的响应时间短于1μs，因此，出现过载短路时，在晶体管未达到极限温度之前即可切断电源，使晶体管得到可靠的保护。 霍尔电流传感器按其工作模式可分为直接测量式和零磁通式，在变频器中由于需要精准的控制及计算，因此选用了零磁通方式。将霍尔器件的输出电压进行放大，再经电流放大后，让这个电流通过补偿线圈，并令补偿线圈产生的磁场和被测电流产生的磁场方向相反，若满足条件IoN1=IsN2，则磁芯中的磁通为0，这时下式成立： Io=Is（N2/N1） 式中，Io为被测电流，即磁芯中初级绕组中的电流，N1为初级绕组的匝数，Is为补偿绕组中的电流，N2为补偿绕组的匝数。由上式可知，达到磁平衡时，即可由Is及匝数比N2/N1得到Io。 　　霍尔电流传感器的特点是可以实现电流的“无电位”检测。即测量电路不必接入被测电路即可实现电流检测，它们靠磁场进行耦合。因此，检测电路的输入、输出电路是wan全电隔离的。检测过程中，检测电路与被检电路互不影响。 ​

在电子工程领域，滤波器作为一种关键的电路元件，广泛应用于信号处理、通信系统、电源管理等多个方面，其作用是允许特定频率范围内的信号通过，同时抑制或衰减其他频率的信号。电压和电流作为电路中的基本物理量，对滤波器的性能有着不可忽视的影响。本文将从理论分析和实际应用两个角度，深入探讨电压和电流如何影响滤波器的特性。 一、电压对滤波器的影响 1.1 滤波器的工作电压范围 首先，滤波器的设计往往基于特定的电压工作范围。不同类型的滤波器（如无源滤波器、有源滤波器）及其内部元件（如电阻、电容、电感、运算放大器等）都有其额定电压限制。当电路中的电压超出这些元件的额定电压时，可能会导致元件损坏，进而影响滤波器的整体性能。因此，在选择和设计滤波器时，必须确保其在预期的工作电压范围内稳定运行。 1.2 电压变化对滤波器参数的影响 电压的变化还可能直接影响滤波器的电气参数，如电容的容值、电感的电感量以及有源滤波器中运算放大器的增益等。虽然这种影响在大多数情况下是微小的，但在高精度或高灵敏度应用中，微小的参数变化也可能导致滤波器性能显著下降。例如，电容的容值随电压变化（称为电压系数）可能导致滤波器的截止频率偏移，影响滤波效果。 1.3 非线性效应 在某些情况下，电压的极端变化还可能引发滤波器的非线性效应。非线性效应通常表现为输出信号与输入信号之间不再保持严格的线性关系，这可能导致信号失真、谐波产生等不良后果。虽然现代滤波器设计力求减少非线性效应，但在高电压、大电流等极端条件下，仍需特别注意这一问题。 二、电流对滤波器的影响 2.1 电流承载能力 滤波器的电流承载能力是其设计中的一个重要参数。当电路中的电流超过滤波器的额定电流时，可能会导致元件过热、烧毁，甚至引发火灾等安全事故。因此，在选择滤波器时，必须根据电路的实际电流需求进行匹配，确保滤波器能够安全、可靠地工作。 2.2 电流分布与热效应 电流在滤波器中的分布不均可能导致局部过热，进而影响滤波器的性能和使用寿命。特别是在高频、大功率应用中，电流的热效应尤为显著。因此，滤波器的设计需要考虑散热问题，通过优化元件布局、增加散热片等措施来降低温度，保证滤波器的稳定运行。 2.3 电流对滤波器动态性能的影响 电流的快速变化（如脉冲电流、瞬态电流）可能对滤波器的动态性能产生影响。例如，在电源滤波中，负载的突然变化会导致电流的快速波动，这要求滤波器具有较快的响应速度和较高的稳定性，以维持输出电压的平稳。因此，在设计滤波器时，需要充分考虑电流的动态特性，选择合适的元件和拓扑结构来满足应用需求。 三、电压与电流的综合影响 在实际应用中，电压和电流往往同时作用于滤波器，它们之间的相互作用可能产生更为复杂的影响。例如，在高电压、大电流条件下，滤波器的非线性效应可能更加显著；同时，电流的热效应也可能加剧电压对滤波器参数的影响。因此，在设计和使用滤波器时，需要综合考虑电压和电流的双重影响，采取相应的措施来优化滤波器的性能。 四、结论 综上所述，电压和电流作为电路中的基本物理量，对滤波器的性能具有显著的影响。在设计和使用滤波器时，必须充分考虑电压和电流的工作范围、参数变化、非线性效应以及热效应等因素，以确保滤波器能够稳定、可靠地工作。同时，随着电子技术的不断发展，新型滤波器材料和技术的不断涌现，也为进一步优化滤波器的性能提供了更多的可能性。未来，随着对滤波器性能要求的不断提高，对电压和电流影响的研究也将更加深入和细致。

一、滤波器电流的基础知识 滤波器电流是指在某个特定频率下，电子装置的电流通过滤波器时被滤掉的部分电流。滤波器电流是实现电子装置抗干扰和提高性能的重要手段之一。在现代工业自动化和通信系统中，滤波器电流的应用越来越广泛。 滤波器电流的选择，取决于系统的需求以及特定应用的要求。一般来说，滤波器电流的选型需要考虑以下因素： 1. 系统的电流负载 2. 所需的滤波效果（即所需滤波频率） 3. 滤波器的频率响应和尺寸 4. 可承受的功耗 在实际选型中，需要根据实际应用情况，综合考虑各种因素，进行合理的选择。 二、如何选择合适的滤波器电流 1. 确定电流负载 电流负载是决定滤波器电流大小的重要因素。当电流负载很大时，需要选择大电流滤波器；而当电流负载较小时，选择小电流滤波器即可。 2. 确定滤波效果和频率响应 滤波效果是指在需要滤波的频率范围内，滤波器所能实现的滤波效果。通常来说，滤波频率越高，滤波效果越好。在选择滤波器电流时，需要根据实际需求选择合适的滤波效果。 另一方面，必须确保所选滤波器的频率响应适合实际应用。如果所选滤波器的频率响应和实际应用需求不匹配，那么滤波器的滤波效果将大打折扣。因此，在选择滤波器电流之前，需要了解实际应用需求和滤波器的频率响应。 3. 学习滤波器的功率因数 滤波器的功率因数是指在工作时所消耗的功率。如果滤波器的功率因数过高，将会消耗过多的能量，并可能导致系统过载。因此，在选择滤波器电流时，必须考虑滤波器的功率因数。 4. 选择适当的滤波器类型 根据实际应用需求，选择适当的滤波器类型，以达到最佳滤波效果。常见的滤波器类型包括低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器等。 三、总结 滤波器电流的选择需要综合考虑各种因素，并根据实际应用需求作出选择。在滤波器电流的选择过程中，需要注意电流负载、滤波效果、滤波器的功率因数以及滤波器类型等因素。只有选择合适的滤波器电流，才能实现最佳的滤波效果，并提高电子装置的性能。

当直流电通过导体时会产生磁场，而通过作成螺线管的导体时则会产生类似棒状磁铁的磁场。在螺线管的中心加入一磁性物质则此磁性物质会被磁化而达到加强磁场的效果。因此，电磁铁所产生的磁场强度与直流电大小、线圈圈数及中心的导磁物质有关，我们在设计电磁铁时会注重线圈的分布和导铁物质的选择，并利用直流电的大小来控制磁场强度。然而线圈的材料具有电阻而限制了电磁铁所能产生的磁场大小，但随着超导体的发现与应用将有机会突破现有的限制。 锦正茂实验型电磁铁，可以通过更换电磁铁极头在一定范围内改善磁场的大小和磁场的均匀度 ，并且可以通过调整极头间距改变磁场的大小，该种类型的电磁铁能够很好的与客户设计的磁场平台兼容。主要用于磁滞现象研究、磁化系数测量、霍尔效应研究、磁光实验、磁场退火、核磁共振、电子顺磁共振、生物学研究、磁性测量、磁性材料取向、磁性产品磁化等研究。 同时若与双极性恒流电源( 10ppm)相匹配，可以组成一套多功能实验室磁场发生系统。这个系统中，通过真正的双极性恒流电源输出，可以实现快速均匀的磁场扫描以及磁场换向，从而避免在使用非连续性电源时出现过零反转的磁场突变问题，实现真正的零磁场。 ​