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随着科技的飞速发展，功率变换器正朝着高频、高效、高功率密度的方向大步迈进，这使得对磁性元器件磁特性进行精准测量与精确计算成为了磁性元器件行业发展进程中亟待攻克的关键课题。而在这其中，正弦波激励源扮演着极为重要的角色，它贯穿于整个磁特性研究的诸多环节。 本文将结合福州大学汪晶慧教授的公开演讲内容，深入剖析以正弦波为标准时在测量与计算过程中遭遇的重重挑战，同时详细阐述引入方波作为标准波后为解决这些难题所带来的创新性解决方案，旨在为磁性元器件行业相关从业者提供全面且深入的技术参考。 福州大学汪晶慧教授 一、正弦波“遇阻”：测量与计算的双重困境 在研究磁性元器件磁特性的领域，正弦波激励源的应用广泛且基础，它是众多理论与实践的基石。正弦波是一种按正弦函数规律变化的周期性交流信号，其在电子领域应用广泛，在磁性元件测量中也长期占据重要地位。而正弦波激励源，作为产生正弦波的关键源头，更是重中之重。 在深入探讨正弦波在磁性元器件磁特性测量与计算中所面临的问题前，先让我们了解一下正弦波激励的应用现状。 (一)正弦波激励的应用现状 在磁芯数据手册中，所呈现的 BH 曲线、磁芯损耗、温度曲线、直流特性以及磁导率等一系列磁特性参数，大多是以正弦波激励源激磁为基础获取的。可以说，正弦波激励源是这些参数诞生的 “摇篮”，没有它，很多磁特性数据将无从谈起。 正弦波激励源之所以被广泛采用，是因为其数学模型简单，易于分析和计算。且正弦波激励源实现过程相对简便，并且具备良好的可重复性，因此在磁芯材料表征特性的过程中，成为了一个被广泛采用的重要参考标准。 在国际电工委员会制定的 IEC63300 标准里，对正弦波激励源的幅值、频率以及总谐波分量等关键指标都作出了明确且细致的规范。这充分体现了正弦波激励源在行业规范中的关键地位，它必须按照严格标准来执行，才能保障后续磁特性研究的准确性。 按照该标准要求，正弦波激励源的幅值和频率需控制在 ±0.1% 的误差范围内，同时正弦波激励源的总谐波分量应保持在 1% 以内，在这样的标准设定下，获取符合要求的正弦波激励源并非难事。但实际操作中，环境因素诸如温度、湿度以及电磁干扰等，都会给正弦波激励源的稳定性带来挑战，稍有不慎就可能导致其偏离标准指标。 在实验室环境以及工业生产中，通常借助小信号发生器搭配功率放大器来产生正弦波激励源，市场上无论是国产还是进口的此类设备都种类繁多，为以正弦波激励源进行磁芯特性测试提供了便利条件。这也使得正弦波激励源在实际应用场景中有了坚实的硬件支撑，得以广泛发挥作用。 然而，看似便利的正弦波激励源在实际测量和计算中，却隐藏着诸多问题。这让科研人员不得不重新审视正弦波激励源的每一个应用细节，从信号发生到传输线路，任何一处与正弦波激励源相关的环节都可能是问题的根源。下面，我们就来看看正弦波激励源磁心损耗测量存在哪些难题。 (二)正弦波激励源磁心损耗测量难题 在实际测量磁芯损耗时，交流功率法是一种应用较为广泛的测量手段。该方法通常采用双绕组结构的被测磁性元器件，通过对副边电压和原边电流的测量，进而计算获取磁芯损耗。然而，在运用交流功率法开展测量工作的过程中，不可避免地会出现一定程度的误差，这些误差主要源自以下三个方面： 其一，电压与电流有效值的测量误差。随着现代测量技术的持续进步以及测量仪器精度的逐步提升，这一部分误差在当前已得到了较好的控制，其对整体测量结果的影响相对较小。 其二，测量精度对采样电压和电流之间的相位差误差表现出极高的敏感度。在正弦波激励源电路中，电压和电流的相位关系本应遵循一定规律，但实际情况却更为复杂。当针对阻抗角趋近于 90° 的磁粉心进行磁心损耗测量时，这种相位差所引发的测量误差会显著增大。造成相位差误差的因素较为复杂，主要涵盖两个层面： 被测磁性元器件寄生参数(阻抗角) 一方面，采样仪器在工作过程中存在不同步性，这使得在采集电压与电流信号时，无法实现精准同步，进而不可避免地引入相位偏差。另一方面，电流采样环节所涉及的寄生参数问题也是导致相位差误差的重要原因。 在实际电路中，电流采样往往会受到寄生电容、寄生电感等参数的影响，这些寄生参数会改变电流信号的相位，使得测量得到的电流与实际电流之间存在相位差。此外，被测磁性元器件自身的材质特性以及内部结构所附带的寄生参数，同样会成为相位差误差的一个来源，进一步增加了测量结果的不确定性。 其三，实际测量环境中，诸多寄生参数相互交织、彼此影响，极大地增加了精准测量磁芯损耗的难度。由于受到各种寄生参数的干扰，测量人员仅能获取到受到寄生参数 “污染” 的数据，这些数据无法纯粹地反映磁芯真实的工作参数，这无疑给后续的数据计算与分析工作带来了极大的阻碍。 例如，在高频电路中，漏感、等效电阻以及匝间电容等寄生参数的影响尤为显著，它们会使测量得到的电压和电流信号发生畸变，从而导致磁芯损耗的测量结果出现较大偏差。这种情况在测量阻抗角接近于 90 度的磁粉芯以及频率超过兆赫兹的铁氧体磁芯时表现得更为突出，测量误差会变得非常大。 除了正弦波测量误差这一难题外，正弦波激励源的容量也成为了正弦波激励源在实际应用中的一大制约因素。 (三)正弦波激励源容量的限制 以标准环铁氧体为例，在测量其磁芯特性时，所需正弦波激励源与多个因素密切相关，具体而言，它与频率、磁通密度峰值 Bm、磁芯体积成正比，而与相对磁导率 μr 成反比。 为了更直观地展示这一关系，研究人员制作了不同频率下铁氧体和磁粉芯的激励源容量计算表格。 从表格数据可以清晰地看出，当频率升高或者磁通密度峰值增大时，所需的正弦波激励源容量会急剧增加。例如，当 f=100KHz，在测量 0.8T 的磁粉芯时，所需的激励源容量高达 26670VA; 而当 f=1MHz，测量 0.1T 的铁氧体磁芯时，所需正弦波激励源为 1083VA，当频率进一步提升到 3MHz 时，所需容量更是达到 3250VA。 然而，当前市面上常用的功率放大器，如 ar 品牌的产品其正弦波激励源容量仅为 600VA，NF 品牌的功率放大器正弦波激励源容量为 200VA，这些设备远远无法满足高频、大容量正弦波激励源的需求，这就使得在实际测量工作中面临正弦波激励源容量不足的困境，严重限制了对一些高性能磁性元件磁芯特性的准确测量。可以说，正弦波激励源容量的瓶颈，已经成为阻碍磁芯特性深入研究的一大 “拦路虎”。 在计算磁芯损耗方面，正弦波激励源同样面临着困境。 (四)正弦波激励源磁芯损耗计算模型的困境 在计算磁性元器件磁芯损耗方面，目前常用的方法是基于正弦波激励源来获取磁芯损耗数据。正弦波激励源在这里就像是一把 “钥匙”，开启了磁芯损耗计算的大门，但这把 “钥匙” 并非万能。 在正弦波激励源下，磁芯内部的磁畴运动遵循特定规律，其损耗与正弦波激励源的频率、幅值等参数相关。基于此，形成了一系列以正弦波激励源为基础的磁芯损耗计算方法。 在功率变换器中，实际的激励波形大多为 PWM 波，而我们通常利用正弦波激励源的磁芯损耗计算模型来推算 PWM 波的磁芯损耗。 其中，Steinmetz(SE)方程是最常用的正弦波激励源磁芯损耗计算模型。但该方程仅适用于正弦波激励源的情况，对于 PWM 波并不适用。 为了解决这一问题，众多学者展开了深入研究，提出了一系列拓展 SE 方程使用范围的公式，如 MSE、GSE、EEL、WcSE 和 IGSE 等。但这些改进措施终究是在正弦波激励源基础框架上的修补，难以从根本上突破正弦波激励源固有局限带来的困境。这些模型在计算不对称 PWM 波激磁的磁心损耗时，通常将其等效为系数与相同频率的幂和相同磁通密度的幂的乘积形式，并且系数均与 α 相关。 通过对这些模型的研究分析，我们发现 β 对磁芯损耗的计算影响相对较小，而 α 对磁心损耗的计算影响较大。 随后，研究人员分别对两款不同的材料进行了损耗计算。当对磁粉芯进行计算时，在 f=35kHz 的条件下，利用 SE 公式拟合 α 和 β 的数值，得到 α=0.902，这一结果与我们常规认知中 α 值在 1 - 2 之间的范围不符。 这主要是由于随着材料科学的不断发展，磁性材料的种类日益繁多，不同材料的特性差异较大，导致在运用现有公式进行计算时，结果可能会与传统认知相悖。此外，按照理论公式，损耗应该与频率和磁通密度成正比，但实际计算出来的结果却与之相反。 对于另一款铁氧体软磁材料，同样采用上述方法进行计算，虽然其 α 数值处于常规认识的 1 - 2 之间，但利用不同的模型计算出来的磁芯损耗却完全不同。 这一现象充分表明，尽管当前针对磁芯损耗计算已经提出了众多模型，但这些模型的精度仍有待进一步验证。如果继续基于正弦波激励源来计算 PWM 波磁芯损耗，将会面临诸多难以克服的挑战，严重影响对磁性元器件性能的准确评估。 面对正弦波激励源在测量与计算过程中遭遇的重重困境，有没有更好的解决办法呢?答案是肯定的，那就是方波。接下来，我们就一起看看方波是如何 “救场” 的。 二、方波“救场”：测量方法的创新突破 (一)方波激励源的提供方式 考虑到功率变换器中诸如 Buck 电路、Boost 电路、移相全桥电路等磁性元器件电压波形均呈现为方波这一特点，以方波作为基准波来进行磁性元器件磁特性测量与计算的设想应运而生。 在实现方波激励源的过程中，主要存在两种可行的方式。 第一种方式是延续正弦波激励源的产生思路，采用小信号源和功率放大器的组合形式来产生方波激励。不过，这种借鉴正弦波激励源产生方式的做法，存在明显的弊端。 一方面，其成本相对较高，对于大规模的工业生产和广泛的实验室应用来说，会增加较大的经济负担;另一方面，该方式所能提供的激励源容量有限，难以满足一些对激励源容量要求较高的磁性元件测试需求。 第二种方式则是采用逆变电路来产生方波激励。在逆变电路中，开关管的容量决定了被测磁性元器件所需的激励容量。 与第一种方式相比，这种方法具有成本较低的优势，能够在一定程度上降低测试成本，提高经济效益。同时，逆变电路的灵活性较高，可以通过合理设计电路参数和控制策略，满足不同磁性元器件对激励源的多样化需求。 (二)方波电压激磁损耗测量方法 在测量方波电压激磁损耗时，如果依然采用传统的交流功率法进行计算，研究发现对于高频 PWM 波电压激磁磁心损耗的测量，会产生非常大的误差。因此，需要探寻一种更为合适的测量方法，直流功率法便是一种有效的解决方案。 直流功率法的原理相对简单易懂。它利用恒压源将逆变电路转换为方波信号，并施加在磁性元器件上。在这个过程中，整个系统的能量供应主要来源于直流源，因此，只要能够精确测量出直流源的有功功率，就可以得到磁性元器件的损耗。 在理想情况下，如果能够将逆变电路的损耗控制得足够小，那么在测量过程中就可以忽略不计，此时直流源的功率就近似等于被测磁性元器件的功率。在实际操作中，测量人员只需再精确测量输入电压源的直流分量，就能够顺利获得磁性元件的损耗数据。 这种测量计算方法的显著优点在于，它不会像正弦波激励源测量一样受到被测件的阻抗角和被测件寄生参数等因素的影响，从而有效避免了因这些因素导致的测量误差。 当然，直流功率法并非完美无缺，它也存在一定的误差来源。其中，直流装置内部自身的损耗会给测量结果带来误差。 不过，随着技术的不断进步，目前已经涌现出许多有效的方法来扣除这部分误差，例如通过建立精确的电路模型对直流装置损耗进行补偿，或者利用AI人工智能技术对测量数据进行分析处理，提取出其中的有效信息，从而提高测量精度。 此外，直流功率法还具有很强的拓展应用能力，它不仅可以测量方波的磁性损耗，通过适当改变控制策略，如增加直流偏置，或是在 50Hz 正弦波叠加高频 PWM 波电压激励等方式，还能够对不对称 PWM 波和移相全桥等电路的磁芯损耗进行准确测量。 直流功率法测量样机 目前，经过科研人员多年的不懈研究，已经成功制作出一套基于直流功率法的测量样机。该样机设计有四个端口，其中两个端口用于连接被测件，另外两个端口则用于连接直流源。 该设备在频率方面表现出色，能够达到 1MHz 的测量频率。如果在控制板上进一步增加氮化镓材料，其频率甚至可以提升至 10MHz。 这一成果表明，在测量层面，以方波为基础的测量技术已经能够有效解决功率变换器当前面临的诸多问题，为磁性元器件磁特性的精准测量提供了有力的技术支持。 该样机除了能够测量磁芯损耗以外，还具备测量磁化曲线的功能，这有助于研究人员深入掌握磁芯在饱和状态下的特性，为电感与电子变压器等磁性元器件优化设计提供了更丰富的数据依据。 方波不仅在测量方法上实现了创新突破，在计算模型方面也带来了全新变革。 三、方波“赋能”计算模型的全新变革 (一)不同 PWM 波的方波分解计算 在计算模型方面，方波同样展现出了独特的优势。对于无直流偏置的不对称 PWM 波，研究人员发现可以从能量的角度出发，将其分解成两个方波进行处理。通过这种方式，能够较为简便地计算出不对称 PWM 波的磁芯损耗。 这种计算方法的创新之处在于，它巧妙地利用了方波的特性，将复杂的 PWM 波分解为简单的方波组合，从而降低了计算的难度，提高了计算的准确性。 在无直流偏置对称 PWM 波(如移相全桥电路)的情况下，虽然其中存在一部分电压为 0 的时段，但这并不意味着该时段没有损耗。这是因为在系统从动态向稳定转变的过程中，并不会瞬间完成，而是存在弛豫现象。 基于这一物理现象，研究人员将移相全桥电路中的损耗分成两块进行计算，一块是方波本身产生的损耗，另一块则是与弛豫现象相关的弛豫损耗。其中，弛豫损耗与 Bm 密切相关，同时也和移相全桥电路中弛豫现象所持续的时间有关。 通过这种细致的损耗分解和计算方式，能够更准确地评估移相全桥电路在不同工作状态下的磁芯损耗情况，为电路的优化设计提供更精准的数据支持。 (二)有直流偏置及 PFC 电路的计算 对于有直流偏置的不对称 PWM 波，增加直流偏置会导致损耗的增量产生。研究表明，这个损耗增量与多个因素有关，包括频率、占空比等。通过深入研究这些因素与损耗增量之间的关系，建立相应的数学模型，就可以准确计算出有直流偏置的不对称 PWM 波的磁芯损耗。 在 PFC 电路拓扑结构中，磁芯损耗同样可以利用方波进行测量计算。以 50Hz 的工作频率为例，将其正弦波叠加高频 PWM 波电压激励进行分解，可得到有直流偏置的 PWM 波和 50kHz 正弦波的损耗组合。 这种分解方式与前面提到的计算方法类似，通过分别计算不同部分的损耗，再将它们叠加起来，就能够得到 PFC 电路磁芯的总损耗。 通过这种方法，在不同的电路中，利用方波作为基准波都可以有效地计算出磁芯损耗，这意味着磁心损耗的损耗计算模型问题得到了妥善解决。 (三)方波参数规范 在 IEC 6330 标准中，对方波的一些关键参数作出了明确规定。当激励为方波(占空比为 0.5)时，过冲应小于峰值脉冲幅度 Um 的 5%，顶降应小于峰值脉冲幅度 Um 的 2%，脉冲上升时间和脉冲下降时间应小于方波周期的 1%。 这些参数规范的制定，为以方波为标准波衡量磁芯磁特性提供了统一的标准和依据。同时，在实际应用中，这些参数也都比较容易实现，这为方波在磁性元器件磁特性测量与计算中的广泛应用奠定了坚实的基础。 四、结语：方波引领磁性元器件行业新未来 从电子行业磁性元器件的发展历程和趋势来看，方波作为标准波在磁芯磁特性测量与计算领域的出现，无疑是一次具有深远意义的技术变革。 它成功地解决了正弦波激励源长期以来面临的测量误差大、正弦波激励源容量不足以及正弦波激励源计算模型精度低等诸多难题，为磁性元器件性能的精准评估和优化设计提供了强有力的技术支持。 在未来，随着方波测量技术和计算模型的不断完善、持续优化以及广泛推广应用，磁性元器件在功率变换器中的性能将得到更加精确的把控。 这不仅有助于进一步提高功率变换器的效率、功率密度，降低其体积和重量，还将推动整个电子行业在电力转换领域实现质的飞跃。 对于电子行业的从业者而言，积极关注并深入研究方波在磁性元器件领域的应用，及时掌握这一前沿技术，将成为把握行业发展新机遇、在激烈的市场竞争中脱颖而出的关键因素。 相信在方波技术的有力推动下，磁性元器件行业必将迎来更加辉煌灿烂的明天，为电子科技的持续创新和发展注入源源不断的动力。 本文为哔哥哔特资讯原创文章，未经允许和授权，不得转载

　　引言 　　随着生产技术的发展，电力电子技术的应用已深入到工业生产和社会生活的各方面，目前功率变换器的开关变换技术主要采用两种方式：脉宽调制(PWM)技术和谐振变换技术。传统的PWM控制方式由于开关元件的非理想性，其状态变化需要一个过程，即开关元件上的电压和电流不能突变，开关器件是在承受电压或流过电流的情况下接通或断开电路的，因此在开通或关断过程中伴随着较大的损耗。变频器工作频率一定时，开关管开通或关断一次的损耗也是一定的，所以开关频率越高，开关损耗就越大，因而硬开关变换器的开关频率不能太高。相比之下软开关变换器的作用是，当电压加在器件两端或者电流流经器件时，抑制功率器件转换时间间隔,即软开关的开关管在开通或关断过程中，或是加于其上的电压为零，或是通过器件的电流为零。这种开关方式明显减小了开关损耗，不仅可以允许更高的开关频率以及更宽的控制带宽，同时又可以降低dv/dt 和电磁干扰。本文为了更好地说明不同软开关技术的区别，采用Pspice软件对其中两种有代表性的变换电路进行了仿真和分析。 　　软开关的原理 　　谐振开关技术的核心问题是为器件提供良好的开关工作条件，使得器件在零电压或零电流条件下进行状态转变，从而把器件的开关损耗降到最低水平。 　　软开关下的器件通断可以明显减少功率的开关损耗。 　　减小开关损耗通常有以下两种方法：在开关管开通时，使其电流保持在零或抑制电流上升的变化率，减少电流与电压的重叠区，从而减少开通的功率损耗，即零电流导通；在开关管开通前，减小或消除加在其上的电压，即零电压导通。 　　减小关断损耗有以下两种方法：开关管关断前，减小或消除加在其上的电流，即零电流关断；开关管关断前，减小或消除加在其上的电压，即零电压关断。 　　DC/DC变换器 　　软开关的分类及特点 　　DC/DC功率变换器目前所采用的几种方法如下：谐振变换器、准谐振变换器和多谐振变换器、零电压开关PWM变换器、零电流开关PWM变换器、零电压转换PWM变换器和零电流转换PWM变换器。 　　谐振变换器 　　该类变换器实际上是负载谐振型变换器，按照谐振电路的谐振方式，分为串联谐振变换器和并联谐振变换器两类。按负载与谐振电路的连接关系，也可分为两类：一类是负载与谐振回路相串联，称为串联负载谐振变换器；另一类是负载与谐振回路相并联，称为并联负载谐振变换器。在谐振变换器中，谐振元件一直谐振工作，参与能量变换的全过程。其缺点是：该变换器输出性能与负载关系很大，对负载的变化很敏感，电压调节一般采用频率调制方法，滤波电路参数难于选择，并且电路稍显复杂。 　　准谐振变换器和多谐振变换器 　　这类变换器的特点是：谐振元件参与能量变换的某一个过程，不是全程参与。准谐振变换器分为零电流开关准谐振变换器和零电压开关准谐振变换器。由于运行中变换器工作在谐振模式的时间只占一个开关周期中的一部分，而其余时间都是运行在非谐振模式，因此“谐振”一词用“准谐振 ”代替。 　　零开关PWM变换器 　　该类变换器可分为零电压开关PWM变换器和零电流开关PWM变换器。零开关PWM变换器技术是在PWM技术和谐振技术之间取了折中。在准谐振变换器的基础上，加入一个辅助开关管，来控制谐振元件的谐振过程，实现恒定频率控制，即实现PWM控制。它既可以通过谐振为主功率开关管创造零电压或零电流开关条件，又可使电路象常规PWM电路一样，在恒频下通过改变占空比调制来调节输出电压。当开关转化完成后，转换器返回到普通的PWM操作模式，因此可以减小电路的能量。开关损耗以最小的导通损失为代价而得到减少。然而这种变换器也有其自身的缺点，以零电压PWM变换器为例，它与上面提到的零电压开关准谐振变换器有个共同的特点就是开关管和谐振电容、谐振电感的电压和电流应力是完全一样的，也就是说要承受很高的电压，这对于开关管来说是一个缺陷。 　　零转换PWM变换器 　　该类变换器分为零电压转换PWM变换器和零电流转换PWM变换器。对于使用MOSFET管的高频转换器来说，若能实现完全零电压转换操作，器件的功能就能很好地发挥出来，对于功率MOSFET来说，它们的器件特性非常依赖于电压等级。然而，零电压开关准谐振变换器中的开关器件承受了其在PWM电路中的两倍电应力，开通损耗将大大增加。并且，主开关大的关断电流将增加关断损耗。当少数载流子器件，比如IGBT或BJT用于功率开关时，更要注意以上的缺陷。因此，前面几种变换器与常规的硬开关变换电路相比，都毫无例外地极大地增加了电路中开关管的电压或电流应力，使电路中的导通损耗明显增加，从而部分地抵消了开关损耗降低的优点。零转换PWM变换器在开关上串联一个谐振网络，对于主控和辅助开关都可以在不增加其电压和电流应力的情况下动作。  　　两种电路的Pspice 仿真结果及比较 　　这里仅对两种具有代表性的变换器电路：升压半波模式的零电压开关准谐振变换器和升压零电压转换PWM变换器进行Pspice仿真。设定两种电路的输入电压相同，以此分析比较开关管两端的电压应力。 　　升压半波模式的零电压开关 准谐振变换器仿真 图1  升压半波模式的零电压开关准谐振变换器原理图 　　图1为升压半波模式的零电压开关准谐振变换器的电路原理图，仿真参数如图中所示，开关频率为700kHz。用Pspice软件对原理图进行仿真，仿真结果如图2所示。 图2  开关管通断及其所受电压应力仿真波形 　　从图2中可以看出，当开关管关断时，谐振电容限制了电压的上升率，使开关管实现了零电压关断。谐振电容电压下降到零，开关管的反并联二极管导通，将开关管的电压箝在零位，此时开关管在零电压下导通。但同时也发现开关器件的确承受了很高的电压应力，选择开关器件时要加以考虑，这给实际应用带来了安全性和可靠性的麻烦。 　　零电压转换PWM变换器仿真 图3   升压零电压PWM变换器原理图 图4  主副开关管的驱动仿真波形 　　图3 为升压零电压PWM变换器的电路原理图，仿真参数在图上标明，其中Q为主开关管，Qa为辅助开关管，开关频率为100kHz。主副开关管的驱动波形如图4所示。 　　主开关管的导通和关断都是在零电压的条件下，辅助电路工作时间不长，只在主开关管开通工作时一段时间，因此辅助电路的损耗很小。值得注意的是，由于辅助谐振网络与主功率开关器件并联，因而在使主开关器件软开关工作的同时，并没有增加过高的电压应力，这一点是与上面所提到的几种变换器完全不同的。零转换PWM 变换器所具有的这些优点，使得其成为目前在工程实际应用中最有发展前途的功率变换电路拓扑之一。 　　结语 　　软开关技术在提供低损耗和更高工作频率上比目前的硬开关技术取得了更显著的效果，由于软开关转换器的研发努力，早期的商用器件的性能有了大幅度提高，也证实了这种技术所具有的潜在能力。最明显的是在工业和商业产品中的功率变换器，这些变换器将直流电转换成所要求幅值可调的直流电、或者幅值和频率都可调的单相或多相交流电。然而，现在的软开关变换器技术应用了谐振原理，电路中存在串联或并联的谐振网络，谐振网络在电路中的存在必然会产生谐振损耗，使得控制系统变得更加复杂，这就使电路受到这种固有问题的影响，限制了软开关变换器技术的应用。现在国内外许多人员在研究是否能实现以及如何实现无谐振网络的软开关变换器技术，并已取得一些进展。可以预言，无谐振网络的软开关变换器将是软开关变换技术的发展趋势。