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Thunderbolt Security Level 名词解释 1. Thunderbolt™ 支持五种安全等级： · Security Level 0 (SL0) – No Security：允许所有装置直接进行连接。 · Security Level 1 (SL1) – User Authorization：必须透过用户端认证才能进行装置的连接。用户可以在Thunderbolt Control Center中选择： 1. 允许装置连接一次 (Connect only once) 2. 永远连接 (Always connect) 3. 不要连接 (Do not connect) · Security Level 2 (SL2) –Secure Connect：与SL1相同，使用者可以自行选择是否同意装置的连接，唯一的差别是它不支持非Thunderbolt (FR/ AR/TR) 类型的装置进行连接的动作。 · Security Level 3 (SL3) - Display Port Only：只能使用DP的功能，不支持Thunderbolt接口的连接与USB的功能。 · Security Level 4 (SL4) - USB Docking Only (if support)：只有DP和USB的功能，不支持Thunderbolt接口的连接。 2. Thunderbolt 要求的default Security Level（安全等级） · TBT3 Host 依据TBT3规格，安全等级 (Security Level) 必须为以下 其中一种 设定： 1. No security (Security level 0) + Kernel DMA protection on (VTd) 2. User Authorization (Security level 1) · TBT4 Host 依据TBT4规格，安全等级 (Security Level) 只能为 ： 1. No security (Security level 0) + Kernel DMA protection on (VTd) 3. 如何去调整 Security Level？ 您可以进入BIOS去选择所需的Security Level (图一)。 图一. BIOS中调整Security Level 结论 GRL在Thunderbolt FV的认证测试上累积了长时间的经验，希望能藉由本篇文章带您对Thunderbolt FV测试有更进一步的认识，本篇文章包含了很多实际测试时会使用到的手法和专有名词的介绍，希望阅读完文章后，能帮助你了解Thunderbolt FV测项的用意，也能自行检查上述的项目，并有更实际的感受与想法。 原创声明 作者 GRL台湾测试工程师 岳贝融 Claire Yueh 毕业于辅仁大学电机系，在GRL累积超过三年的Thunderbolt Function测试经验，熟悉Thunderbolt Host与Device的测试规范，并具Mac兼容性测试的相关经验，乐于协助客户厘清TBT 产品与周边产品应有的产品特性，帮助客户产品顺利通过TBT FV测试。 上期回顾： 快速认识Modern Standby 与 RTD3（一）

选择温度传感产品也许看似小事一桩，但由于可用的产品多种多样，因此这项任务可能令人颇感畏惧。在这篇文章中，笔者将介绍四种类型的温度传感器（电阻式温度检测器 (RTD)、热电偶、热敏电阻器以及具有数字和模拟接口的集成电路 (IC) 传感器）并讨论每种传感器的优点与缺点。 从系统级的立足点来看，温度传感器是否适合您的应用将取决于所需的温度范围、准确度、线性度、解决方案成本、功能、功耗、解决方案尺寸、安装法（表面贴装法与通孔插装法以及电路板外安装法）还有必要支持电路的易设计程度。 RTD 当一边测量RTD的电阻一边改变它的温度时，响应几乎是线性的，表现得像一个电阻器。如图1所示，该RTD的电阻曲线并非完全呈线性，而是有几度的偏差（示出了一条用作参考的直线）—— 但却是高度可预测并可复验的。为了对这种轻微的非线性进行补偿，大多数设计人员都会对测得的电阻值进行数字化处理，并使用微控制器内的查找表以便应用校正因子。这种宽温度范围（大约-250℃至+750℃）内的可复验性和稳定性使RTD在高精度应用（包括在管道和大容器内测量液体或气体的温度）中极为有用。 图1：RTD的电阻与温度 用来处理RTD模拟信号的电路的复杂度基本上根据应用而变化。放大器和模数转换器（ADC）等组件（这些组件会产生它们自己的误差）是不可或缺的。只有当测量必要时才给传感器供电 —— 通过该方法您也可实现低功耗运行，但这会使该电路复杂得多。而且，使传感器通电所需的功率还会提高其内部的温度，从而影响测量准确度。仅仅几毫安的电流，这种自加热效应就会产生温度误差（这些误差是可纠正的，但需要进一步的斟酌考量）。另外，请谨记：线绕式铂RTD或薄膜RTD的成本可能相当高，尤其当与IC传感器的成本进行比较时。 热敏电阻器 热敏电阻器是另一种类型的电阻式传感器。有多种多样可用的热敏电阻器，从物美价廉的产品到高精度产品，不一而足。低成本、低精度的热敏电阻器可执行简单的测量或阈值检测功能 —— 这类电阻器需多个组件（如比较器、参考和分立式电阻器），但非常便宜，并具有非线性的电阻-温度属性，如图2所示。如果您需要测量宽范围的温度，您将需进行大量的线性化处理工作。对几个温度点进行校准可能是必要的。为实现更高的精度，可用更昂贵且公差更紧的热敏电阻阵列来帮助解决这种非线性难题，但这种阵列通常比单个热敏电阻器灵敏度低。 图2：热敏电阻器的电阻与温度 因为多跳变点系统增加了复杂度和成本，所以低成本热敏电阻器一般仅用于具有最少功能要求的应用，包括烤面包器、咖啡机、电冰箱和吹风机。此外，热敏电阻器还会遭受自加热问题的困扰（通常在较高温度下，此时它们的电阻较低）。和RTD的情况一样，尚未发现不能在低电源电压下使用热敏电阻器的根本原因 —— 但请记住，满量程输出越低，它根据模数转换器（ADC）特性直接转化成的系统灵敏度越低。小功率应用还需要提高电路复杂度，以便能对噪声引起的误差非常敏感。热敏电阻器可在-100°C至+500°C的温度范围内运行，虽然大多数热敏电阻器的额定最高工作温度范围是+100°C至+150°C。 热电偶 热电偶包括由不同材料制成的两根电线的接点。例如，J型热电偶是由铁和康铜制成的。如图3所示，接点1位于待测量的温度处，而接点2和接点3则被置于用LM35模拟温度传感器测定的不同温度处。输出电压与这两个温度值的差大致成比例。 图3：将LM35用于热电偶冷接点补偿 因为热电偶的灵敏度相当低（在每摄氏度几十微伏的量级上），所以您将需要低偏移放大器来产生可用的输出电压。在热电偶的工作范围内，温度至电压传递函数中的非线性往往需要补偿电路或查找表，正如RTD和热电偶一样。然而，尽管有这些缺点，热电偶仍非常流行，尤其适用于烤箱、水加热器、窑炉、测试设备和其它工业处理 —— 原因是热电偶的热质量很低且工作温度范围（工作温度可扩展至2300℃以上）很宽泛。 IC传感器 IC传感器可在-55°C至+150°C的温度范围内工作 —— 精选的几种IC传感器工作温度可高达+200°C。有各种类型的集成式IC传感器，不过四种最常见的集成式IC传感器当属模拟输出器件、数字接口器件、远程温度传感器以及那些具有温控器功能的集成式IC传感器（温度开关）。模拟输出器件（一般是电压输出，但有些也具有电流输出）在其需要ADC来对输出信号进行数字化处理时最像无源解决方案。数字接口器件最常使用两线接口（I2C或PMBus），并具有内置的ADC。 除了也包括一个局部温度传感器外，远程温度传感器还具有一路或多路输入以便监测远程二极管温度 —— 它们最常被置于高度集成的数字IC（例如，处理器或现场可编程门阵列【FPGA】）中。当达到温度阈值时，温控器可提供简单的警报。 使用IC传感器有许多好处，包括：功耗低；可提供小型封装产品（有些尺寸小到0.8mm×0.8mm）；还可在某些应用中实现低器件成本。此外，由于IC传感器在生产测试过程中都经过校准，因此没有必要进一步校准。它们通常用于健身跟踪应用、可佩戴式产品、计算系统、数据记录器和汽车应用。 经验丰富的电路板设计人员将根据最终产品要求来使用最合适的解决方案。表1展示了每种温度传感器的相对优势/劣势。 表1：RTD、热敏电阻器、热电偶和IC传感器的相对优势与劣势

选择温度传感产品也许看似小事一桩，但由于可用的产品多种多样，因此这项任务可能令人颇感畏惧。在这篇文章中，笔者将介绍四种类型的温度传感器（电阻式温度检测器 (RTD)、热电偶、热敏电阻器以及具有数字和模拟接口的集成电路 (IC) 传感器）并讨论每种传感器的优点与缺点。 从系统级的立足点来看，温度传感器是否适合您的应用将取决于所需的温度范围、准确度、线性度、解决方案成本、功能、功耗、解决方案尺寸、安装法（表面贴装法与通孔插装法以及电路板外安装法）还有必要支持电路的易设计程度。 RTD 当一边测量RTD的电阻一边改变它的温度时，响应几乎是线性的，表现得像一个电阻器。如图1所示，该RTD的电阻曲线并非完全呈线性，而是有几度的偏差（示出了一条用作参考的直线）—— 但却是高度可预测并可复验的。为了对这种轻微的非线性进行补偿，大多数设计人员都会对测得的电阻值进行数字化处理，并使用微控制器内的查找表以便应用校正因子。这种宽温度范围（大约-250℃至+750℃）内的可复验性和稳定性使RTD在高精度应用（包括在管道和大容器内测量液体或气体的温度）中极为有用。 图1：RTD的电阻与温度 用来处理RTD模拟信号的电路的复杂度基本上根据应用而变化。放大器和模数转换器（ADC）等组件（这些组件会产生它们自己的误差）是不可或缺的。只有当测量必要时才给传感器供电 —— 通过该方法您也可实现低功耗运行，但这会使该电路复杂得多。而且，使传感器通电所需的功率还会提高其内部的温度，从而影响测量准确度。仅仅几毫安的电流，这种自加热效应就会产生温度误差（这些误差是可纠正的，但需要进一步的斟酌考量）。另外，请谨记：线绕式铂RTD或薄膜RTD的成本可能相当高，尤其当与IC传感器的成本进行比较时。 热敏电阻器 热敏电阻器是另一种类型的电阻式传感器。有多种多样可用的热敏电阻器，从物美价廉的产品到高精度产品，不一而足。低成本、低精度的热敏电阻器可执行简单的测量或阈值检测功能 —— 这类电阻器需多个组件（如比较器、参考和分立式电阻器），但非常便宜，并具有非线性的电阻-温度属性，如图2所示。如果您需要测量宽范围的温度，您将需进行大量的线性化处理工作。对几个温度点进行校准可能是必要的。为实现更高的精度，可用更昂贵且公差更紧的热敏电阻阵列来帮助解决这种非线性难题，但这种阵列通常比单个热敏电阻器灵敏度低。 图2：热敏电阻器的电阻与温度 因为多跳变点系统增加了复杂度和成本，所以低成本热敏电阻器一般仅用于具有最少功能要求的应用，包括烤面包器、咖啡机、电冰箱和吹风机。此外，热敏电阻器还会遭受自加热问题的困扰（通常在较高温度下，此时它们的电阻较低）。和RTD的情况一样，尚未发现不能在低电源电压下使用热敏电阻器的根本原因 —— 但请记住，满量程输出越低，它根据模数转换器（ADC）特性直接转化成的系统灵敏度越低。小功率应用还需要提高电路复杂度，以便能对噪声引起的误差非常敏感。热敏电阻器可在-100°C至+500°C的温度范围内运行，虽然大多数热敏电阻器的额定最高工作温度范围是+100°C至+150°C。 热电偶 热电偶包括由不同材料制成的两根电线的接点。例如，J型热电偶是由铁和康铜制成的。如图3所示，接点1位于待测量的温度处，而接点2和接点3则被置于用LM35模拟温度传感器测定的不同温度处。输出电压与这两个温度值的差大致成比例。 图3：将LM35用于热电偶冷接点补偿 因为热电偶的灵敏度相当低（在每摄氏度几十微伏的量级上），所以您将需要低偏移放大器来产生可用的输出电压。在热电偶的工作范围内，温度至电压传递函数中的非线性往往需要补偿电路或查找表，正如RTD和热电偶一样。然而，尽管有这些缺点，热电偶仍非常流行，尤其适用于烤箱、水加热器、窑炉、测试设备和其它工业处理 —— 原因是热电偶的热质量很低且工作温度范围（工作温度可扩展至2300℃以上）很宽泛。 IC传感器 IC传感器可在-55°C至+150°C的温度范围内工作 —— 精选的几种IC传感器工作温度可高达+200°C。有各种类型的集成式IC传感器，不过四种最常见的集成式IC传感器当属模拟输出器件、数字接口器件、远程温度传感器以及那些具有温控器功能的集成式IC传感器（温度开关）。模拟输出器件（一般是电压输出，但有些也具有电流输出）在其需要ADC来对输出信号进行数字化处理时最像无源解决方案。数字接口器件最常使用两线接口（I2C或PMBus），并具有内置的ADC。 除了也包括一个局部温度传感器外，远程温度传感器还具有一路或多路输入以便监测远程二极管温度 —— 它们最常被置于高度集成的数字IC（例如，处理器或现场可编程门阵列【FPGA】）中。当达到温度阈值时，温控器可提供简单的警报。 使用IC传感器有许多好处，包括：功耗低；可提供小型封装产品（有些尺寸小到0.8mm×0.8mm）；还可在某些应用中实现低器件成本。此外，由于IC传感器在生产测试过程中都经过校准，因此没有必要进一步校准。它们通常用于健身跟踪应用、可佩戴式产品、计算系统、数据记录器和汽车应用。 经验丰富的电路板设计人员将根据最终产品要求来使用最合适的解决方案。表1展示了每种温度传感器的相对优势/劣势。 表1：RTD、热敏电阻器、热电偶和IC传感器的相对优势与劣势

　　越来越多的应用，例如过程控制、称重等，都需要高分辨率、高集成度和低价格的ADC。 新型Σ-Δ转换技术恰好可以满足这些要求。然而，很多设计者对于这种转换技术并不十分了解，因而更愿意选用传统的逐次比较ADC。Σ-Δ转换器中的模拟部分非常简单（类似于一个1bit ADC），而数字部分要复杂得多，按照功能可划分为数字滤波和抽取单元。由于更接近于一个数字器件，Σ-ΔADC的制造成本非常低廉。  　　 一、Σ-ΔADC工作原理  　　要理解Σ-ΔADC的工作原理，首先应对以下概念有所了解：过采样、噪声成形、数字滤波和抽取。  　　 1. 过采样   　　首先，考虑一个传统ADC的频域传输特性。输入一个正弦信号，然后以频率fs采样--按照 Nyquist定理，采样频率至少两倍于输入信号。从FFT分析结果可以看到，一个单音和一系列频率分布于DC到fs /2间的随机噪声。这就是所谓的量化噪声，主要是由于有限的ADC分辨率而造成的。单音信号的幅度和所有频率噪声的RMS幅度之和的比值就是信号噪声比（SNR）。对于一个Nbit ADC，SNR可由公式：SNR=6.02N+1.76dB得到。为了改善SNR和更为精确地再现输入信号，对于传统ADC来讲，必须增加位数。  　　如果将采样频率提高一个过采样系数k，即采样频率为kfs，再来讨论同样的问题。FFT分析显示噪声基线降低了，SNR值未变，但噪声能量分散到一个更宽的频率范围。Σ-Δ转换器正是利用了这一原理，具体方法是紧接着1bit ADC之后进行数字滤波。大部分噪声被数字滤波器滤掉，这样，RMS噪声就降低了，从而一个低分辨率ADC，Σ-Δ转换器也可获得宽动态范围。  　　那么，简单的过采样和滤波是如何改善SNR的呢？一个1bit ADC的SNR为7.78dB（6.02+1.76），每4倍过采样将使SNR增加6dB，SNR每增加6dB等效于分辨率增加1bit。这样，采用1bit ADC进行64倍过采样就能获得4bit分辨率；而要获得16bit分辨率就必须进行415倍过采样，这是不切实际的。Σ-Δ转换器采用噪声成形技术消除了这种局限，每4倍过采样系数可增加高于6dB的信噪比。  　　 2. 噪声成形   　　通过图1所示的一阶Σ-Δ调制器的工作原理，可以理解噪声成形的工作机制。  图1 Σ-Δ调制器  　　Σ-Δ调制器包含1个差分放大器、1个积分器、1个比较器以及1个由1bit DAC（1个简单的开关，可以将差分放大器的反相输入接到正或负参考电压）构成的反馈环。反馈DAC的作用是使积分器的平均输出电压接近于比较器的参考电平。调制器输出中"1"的密度将正比于输入信号，如果输入电压上升，比较器必须产生更多数量的"1"，反之亦然。积分器用来对误差电压求和，对于输入信号表现为一个低通滤波器，而对于量化噪声则表现为高通滤波。这样，大部分量化噪声就被推向更高的频段。和前面的简单过采样相比，总的噪声功率没有改变，但噪声的分布发生了变化。  　　现在，如果对噪声成形后的Σ-Δ调制器输出进行数字滤波，将有可能移走比简单过采样中更多的噪声。这种调制器（一阶）在每两倍的过采样率下可提供9dB的SNR改善。  　　在Σ-Δ调制器中采用更多的积分与求和环节，可以提供更高阶数的量化噪声成形。例如，一个二阶Σ-Δ调制器在每两倍的过采样率下可改善SNR 15dB。图2显示了Σ-Δ调制器的阶数、过采样率和能够获得的SNR三者之间的关系。    图2 SNR与过采样率的关系  　　 3. 数字滤波和抽取   　　Σ-Δ调制器以采样速率输出1bit数据流，频率可高达MHz量级。数字滤波和抽取的目的是从该数据流中提取出有用的信息，并将数据速率降低到可用的水平。  　　Σ-ΔADC中的数字滤波器对1bit数据流求平均，移去带外量化噪声并改善ADC的分辨率。数字滤波器决定了信号带宽、建立时间和阻带抑制。  　　Σ-Δ转换器中广泛采用的滤波器拓扑是SINC3，一种具有低通特性的滤波器。这种滤波器的一个主要优点是具有陷波特性，可以将陷波点设在和电力线相同的频率，抑制其干扰。陷波点直接相关于输出数据速率（转换时间的倒数）。SINC3滤波器的建立时间三倍于转换时间。例如，陷波点设在60Hz时（60Hz数据速率），建立时间为3/60Hz=50ms。有些应用要求更快的建立时间，而对分辨率的要求较低。对于这些应用，新型ADC诸如MAX1400系列允许用户选择滤波器类型SINC1或SINC3。SINC1滤波器的建立时间只有一个数据周期，对于前面的举例则为1/60Hz=16.7ms。由于带宽被输出数字滤波器降低，输出数据速率可低于原始采样速率，但仍满足Nyquist定律。这可通过保留某些采样而丢弃其余采样来实现，这个过程就是所谓的按M因子"抽取"。M因子为抽取比例，可以是任何整数值。在选择抽取因子时应该使输出数据速率高于两倍的信号带宽。这样，如果以fs的频率对输入信号采样，滤波后的输出数据速率可降低至fs /M，而不会丢失任何信息。  　　 二、MAXIM的新型Σ-ΔADC   　　新型高集成度Σ-ΔADC正在得到越来越广泛的应用，这种ADC只需极少外接元件就可直接处理微弱信号。MAX1402便是这种新一代ADC的一个范例，大多数信号处理功能已被集成于芯片内部，可视为一个片上系统，如图3所示。该器件在480sps工作速率下可提供16bit精度，4800sps时精度达12bit，工作模式下仅消耗250μA的电流，掉电模式仅消耗2μA。信号通道包含一个灵活的输入多路复用器，可被设置为3路全差分信号或5路伪差分信号、2个斩波放大器，1个可编程PGA（增益从1"128）、1个用于消除系统偏移的粗调DAC和1个二阶Σ-Δ调制器。调制器产生的1bit数据流被送往一个集成的数字滤波器进行精处理（配置为SINC1或SINC3）。转换结果可通过SPITM/QSPITM兼容的三线串行接口读取。另外，该芯片还包含有2个全差分输入通道，用于系统校准（失调和增益）；2个匹配的200μA电流源，用于传感器激励（例如可用于3线/4线RTD）；2个"泵出"电流，用于检测选定传感器的完整性。通过串行接口访问器件内部的8个片内寄存器，可对器件的工作模式进行编程。输入通道可以在外部命令的控制下进行采样或者连续采样，通过SCAN控制位设定，转换结果中附加有3bit"通道标识"位，用来确定输入通道。  图3 MAX1402原理框图  　　两个附加的校准通道CALOFF和CALGAIN可用来校准测量系统。此时可将CALOFF输入连接到地，将CALGAIN输入连接到参考电压。对上述通道的测量结果求取平均后可用来对测量结果进行校准。  　　 三、Σ-ΔADC的应用  　　1. 热电偶测量及冷端补偿   　　如图4所示，在本应用中，MAX1402工作在缓冲方式，以便允许在前端采用比较大的去耦电容（用来消除热电偶引线拾取的噪声）。为适应输入缓冲器的共模范围，采用参考电压对AIN2输入加以偏置。在使用热电偶测温时，要获得精确的测量结果，必须进行冷端补偿。热电偶输出电压可表示为  V=α(t1-tref)  　　其中α是与热电偶材料有关的Seebeck常数，t1是待测温度，tref是接线盒处的温度。为了对tref造成的误差进行补偿，可以在热电偶输出端采用二极管补偿；也可以测出接线盒处的温度，然后用软件进行补偿。在本例中，差分输入通道AIN3、AIN4被用来测量P-N结的温度（用内部200μA电流源加以偏置）。  图4 热电偶测量及冷端补偿  　　 2.3线和4线RTD测量   　　铂电阻温度传感器（RTD）被许多需要测量温度的应用所优选，因为它们具有优异的精度和互换性。一个在0℃时具有100Ω电阻的RTD，到+266℃时电阻会达到200Ω，灵敏度非常低，约为ΔR/Δt=100Ω/266℃。200μA的激励电流在0℃时可产生20mV输出，+266℃时输出40mV。MAX1402可直接处理这种低电平的信号。  　　根据不同应用，引线电阻对于测量精度会产生不同程度的影响。一般来讲，如果RTD靠近转换器，采用最简单的两线结构即可；而当RTD比较远时，引线电阻会叠加入RTD阻抗，并给测量结果引入显著误差。这种情况通常采用3线或4线RTD配置，如图5所示。  图5 3线和4线RTD测量  　　MAX1402内部两个匹配的200μA电流源可用来补偿3线或4线RTD配置中引线电阻造成的误差。在3线配置中，两个匹配的200μA电流源分别流过RL1和RL2，这样，AIN1和AIN2端的差分电压将不受引线电阻的影响。这种补偿方法成立的前提是两条引线材质相同，并具有相同的长度，还要求两个电流源的温度系数精确匹配 （MAX1402为5×10-6/℃）。4线配置中引线电阻将不会引入任何误差，因为在连接到AIN1和AIN2的测量引线中基本上没有电流流过。在此配置中，电流源OUT1被用来激励RTD传感器，电流源OUT2被用来产生参考电压。在这种比例型配置中，RTD的温漂误差（由RTD激励电流的温漂引起）被参考电压的漂移补偿。 　　 3. 智能4"20mA变送器  　　老式的4"20mA变送器采用一个现场安装的敏感元件感测一些物理信息，例如压力或温度等，然后产生一个正比于待测物理量的电流，电流的变化范围标准化为4"20mA。电流环具有很多优点：测量信号对于噪声不敏感；可以方便地进行远端供电。第二代4"20mA变送器在远端进行一些信号处理，通常采用微控制器和数据转换器，如图6所示。这种变送器首先将信号数字化，然后采用微控制器内置的算法进行处理，对增益和零点进行标准化，对传感器进行线性化，最后再将信号转换到模拟域，作为一个标准电流通过环路传送。第三代4"20mA变送器被称为"灵巧且智能"，实际上是在前述功能的基础上增加了数字通信（和传统的4"20mA信号共用同一条双绞线）。利用通信信道可以传送一些控制和诊断信号。MAX1402这样的低功耗器件对于此类应用非常适合，250μA的功耗可以为变送器中的其余电路节省出可观的功率。智能变送器所采用的通信标准是Hart协议。这是一种基于Bell 202电信标准的通信协议，工作于频移键控方式（FSK）。数字信号由两种频率组成：1200Hz和2200Hz，分别对应于数码1和0。两种频率的正弦波叠加在直流模拟信号上，通过同一条电缆同时传送。因为FSK信号的平均值总是零，因此4"20mA模拟信号不会受到影响。在不干扰模拟信号的前提下，数字通信信号具有每秒更新2"3个数据的响应速度。通信所需的最小环路阻抗是23Ω。  图6 智能4"20mA变送器  　　 小结   　　在高集成度调理系统出现之前，过程控制通常采用多个独立的芯片实现信号调理和处理。Σ-Δ技术降低了这部分电路的成本、空间需求和功率需求（事实上多数应用只需要+3V/+5V单电源）。这种特性尤其适合于电池供电的便携系统。元件数量的降低同时还改善了系统的可靠性。

  几种 热电阻线性化的简单方法 ​ 0 热电阻的温度特性 热电阻温度检测器（ RTD ）是工业现场常用的温度检测元件，最常用的类型为纯铂金（ Pt ）线绕热电阻，或者是将纯铂金浓缩在基板上的贴片式热电阻。 热电阻测温原理是利用这种贵重金属电阻随温度变化而变化的属性，这种属性在 -200℃～+800℃的范围内非常稳定和有效。 常见的热电阻为Pt100,100表示温度为0℃时其电阻值为100Ω。 Callendar-Van Dusen 方程描述了铂电阻的电阻值和温度之间的关系。 对于 -200℃～0℃的温度范围 � （式 1 ） 对于 0℃～850℃的温度范围 （式 2 ） 以上两式中 ——在温度 时铂电阻的电阻值，单位Ω； ——温度，单位℃； ——温度为 0℃时铂电阻的温度，单位Ω，PT100的 ； —— 1次 系数， ； —— 2次 系数， ； —— 4次 系数， ； 如果式 1、2所描述的多项式中无二次项和四次项，则温度和电阻值大完全是成一次线性关系，大约为电阻变化为 。但由于二次项的存在， RTD有明显的二阶非线性，如图1所示。   图 1 铂电阻的温度电阻曲线 实际应用中需要对二阶非线性进行补偿处理，才能满足测量的误差要求。对于四阶只有在 -200℃～0℃时候存在 ，应用在 0℃以上时不足考虑，0℃一下一定的温度范围类也是可以忽略 。 二阶非线性的补偿分为模拟补偿和数字补偿两种方法。模拟补偿直接用电路对二阶非线性进行补偿，数字补偿则是采用一定的补偿算法通过MCU或者DSP实现。 1 热电阻的模拟补偿方法 这里介绍一种热电阻温度传感器的模拟补偿方法，这种方法还是用与其他一些存在二阶非线性的传感器，比如压力传感器。 图 2采用比较夸张的形式描述热电阻在0℃以上的温度电阻特性，转这是一种完全的二阶抛物线函数。假设在两个末端进行校正，则产生的误差在中点温度达到最大，见图3。 图 2 夸张描述的电阻温度曲线 图 3 误差百分百   但RTD采用恒流激励是，得道的RTD电压与电阻成正比，从而产生相同的非线性。但是如果激励电流随温度的上升而逐渐增大则这种非线性可以大大减小。采用正反馈的思路可以实现激励电流随温度的变化而增大。具体的实施电路如图4。   图 4 正反馈误差补偿方法   采用正反馈补偿以后，一种S型的误差曲线任然存在，在量程的1/4和3/4处达到最大，约为0.11%（见图3），在没有补偿的情况下量程中点的误差达到3.7%，而经过补偿以后最大误差降至0.11%，为原来的减小33倍。如果稳定传感的量程范围为200℃，误差可减少150倍之多。 对于RTD的二阶非线性的补偿还有些集成方法，比如TI公司的XTR105。这是一颗专用的4~20mA输出的集成电路，可以将二阶非线性误差减小40倍左右。图5给出XTR105的参考电路。 图 5 XTR105的参考电路 2 热电阻的数字补偿方法 在单片机被大量应用以后，常见的热电阻二阶非线性的补偿方法便是采用数字算法补偿。常见而且比较实用的为插值法。描述这类方法的期刊论文很多。具体做法是首先在单片机系统的ROM区建表，然后再根据ADC获得的热电阻电压值反查温度值，这种方法比较容易实现误差补偿，但是建表需要比较大的ROM空间。 还用一种迭代计算的补偿方法，这种方法只需要一次迭代便可实现较高的补偿效果。程序实现非常简单，占用比较少的ROM空间和计算时间。 首先根据式2，先不忽略二次项和三次项计算温度 然后再将 代入式 2中的二次项和三次项，再根据式2再计算 如此反复两三次即可，迭代次数与误差关系，收敛性等问题请高人论证。 如果仅作一次迭代可用下面的简化公式，推到过程略。 （式 3 ）