标签: 反激式转换器

摘要 缆线补偿是用来补偿缆线阻抗因电流流经而产生的电压降，以便提供电池充电器等应用一稳定充电电压的方法。本应用须知介绍一种新的、被称为缆线减法补偿 (cable minus compensation) 的补偿方法，并以之为例来说明在初级侧反饋控制 (PSR, Primary Side Regulation) 反激式转换器中缆线补偿的概念和设计方法，其分析结果也将藉电路仿真结果来进行验证。 1. 简介 初级侧反饋控制 (PSR，Primary Side Regulation) 的反激式转换器，因具有低成本与控制简易的优点，被广泛地应用于离线式电池充电器上。在初级侧反饋控制中，二次侧的输出电压是透过初级侧之辅助线圈 (auxiliary winding) 进行间接检测的，该检测信号再经由精确的侦测电路对输出进行控制可得到很好的稳压输出。然而，这些应用中的电子产品像手机或平板电脑等设备在充电时通常都会透过一条长缆线与电源转换器 (adapter) 连接，若适配器的输出为一个稳定的电压源，当输出电流流过缆线阻抗时，就会在缆线上形成电压降，连接负载的另一端电压则会相应变低。此降低的充电电压不仅可能会造成电池充电时间延长，甚至可能会无法符合充电电压的规格，这在低压大电流的充电应用上表现尤其严重。图一可用来说明此现象。 图一、缆线阻抗所造成的电压降 缆线补偿的概念，就是控制输出电压 VO 随输出电流 IO 以缆线阻抗 Rcable 线性上升，进而达到一稳定之充电电压 VBat。图二显示两种实现缆线补偿的方法，其中一种称为缆线加法补偿 (cable plus compensation)，其方法是把输出电流 IO 透过一直流增益 K 形成补偿信号 K∙IO，将此补偿信号加到参考电压 VREF 上，再将结果输入至误差放大器的非反相端。所需的补偿电压可以借着补偿信号 K∙IO 准确地反映在参考电压的增量上，而直流增益K值可以由式 (1) 得到。而另一种缆线补偿方法称为缆线减法补偿 (cable minus compensation)，其作法是从反饋电压 VFB 减去补偿信号 K∙IO 后，再经由阻抗 Zi 输入至误差放大器的反相端。 (1) 遗憾的是，PSR 方法无法直接得到二次侧输出电流讯号。但应用上为了可准确侦测二次侧输出电压讯号，反激式转换器大都是操作在不连续导通模式 (DCM, discontinuous conduction mode) 下，因此，二次侧输出电流讯号便可间接从初级侧电流讯号得到。图三是一个有缆线减法补偿的 PSR 反激式转换器之电路图。图中，补偿信号 VCC 从初级侧电流信号 IP 开始，经由电流检测电阻 RS 将初级侧电流信号IP转换成电压信号VCS，再通过一个缓冲器后形成，以此间接估计输出电流。缓冲器由一个直流增益为 KCC 的放大器和一个低通滤波器 (LPF, low pass filter) 构成，它们需要被仔细地设计。如果 LPF 的截止频率或直流增益 KCC 未作适当的设计，输出电压可能会有过补或少补的情形发生，甚至可能产生振荡的问题造成电路工作不稳定。在下一节中，我们将针对 PSR 反激式转换器的缆线补偿器和反饋控制设计进行完整详尽的小信号分析。 图二、缆线补偿方法: (A) 缆线加法补偿 (B) 缆线减法补偿 图三、有缆线减法补偿的 PSR 反激式转换器之电路图 2. 有缆线补偿的 PSR 反激式转换器的小信号分析 图四所示为一有缆线减法补偿的 PSR 反激式转换器的控制方块图。表一归纳列出在控制方块图中所用到的转换函数。从图四的控制方块图中，两个回路增益 T1 和 T2，分别代表从反馈回路中的 A 点和 B 点打断所得到的回路增益，式（2）和式（3）分别为它们的表达式，且是以电压回路增益 TV 和电流回路增益 TC 来表示的。TV 和 TC 则可分别用式（4）和式（5）表示。 (2) (3) (4) (5) 当缆线补偿参与在反馈回路时，令人惊讶的是回路增益 T2 是一个正反馈回路，即输出电压 VO 和误差放大器输出 VCOM 有相同相位。正反馈回路倾向于让系统变得不稳定，然而，借着加上负反馈回路可使系统变为稳定。回路增益 T1 则提供负反馈回路，并可用来决定系统的稳定度。当回路增益 T1 以 –20 dB/decade 的斜率通过 0 dB，并且有足够的相位裕量时，即可满足系统稳定的要求。 虽然回路增益 T2 不用于决定系统的稳定度，但它影响输出阻抗。从图四的控制方块图，输出阻抗可以由式 (6) 来表示。不同于以往的是，输出阻抗希望愈低愈好，以达到好的负载响应；但为了要提供适当的缆线补偿，反而希望输出阻抗为一负值阻抗以抵消缆线阻抗。若能将输出阻抗设计成 -Rcable，则形同缆线阻抗等效被抵消，如此充电电压便可保持稳定而不会有任何的电压降低。 (6) 图四、有缆线减法补偿的PSR反激式转换器的控制方块图 表一、有缆线补偿的 PSR 反激式转换器之转换函数 Control to output Line to output Open loop output impedance Voltage divider gain Compensator Cable compensator Modulation gain Feed forward gain Sample & hold Line to primary side current gain Duty to primary side current gain 3. 反饋控制设计 透过从反饋电压 VFB 减去补偿信号 K∙IO 是可以有效地达成缆线补偿。然而，在 PSR 应用中，真正的补偿信号是 VCS 值经直流增益 KCC 后的平均值。由式 (7) 可得为达适当缆线补偿所需的直流增益值 KCC。较低的 KCC 值会导致输出电压补偿不足，但是较高的 KCC 值会造成输出电压补偿过度而可能导致不稳定的问题。 (7) 为了取得 KCC∙VCS 的平均值，低通滤波器 (LPF) 必须滤除信号中的高频部份。当 LPF 截止频率较低时，可有效衰减 KCC∙ VCS 的高频信号，可使系统较为稳定，但如此一来，便需要较大的被动元件而造成电路面积增大，在实际芯片电路设计上，并不是很好的选择。因此，截止频率的选择就必须在元件大小及系统效能上作适当取舍。 补偿器的设计目标是找到适当的补偿器增益 GEA，好使回路增益 T1 在所指定的相位裕量下能满足带宽的要求。补偿器的设计可根据 (8) 和 (9) 式进行。当 Gdo∙KD 的幅度大于 KDP∙RS∙GCC 的幅度时，Gd 就近似于 Gdo∙KD，而 Gdo∙KD 的转移函数有一个随负载变动的极点和一个左半平面的零点。用传统的电压模式控制，补偿器可以设计成一个极点在原点，另外有一个零点来补偿系统的极点，使得最后的回路增益 T1 以 –20 dB/decade 的斜率通过 0dB，达到足够的相位裕量即可使得系统可以稳定。 然而，如果 KDP∙RS∙GCC 和 Gdo∙KD 的幅度很接近时，Gd 会变成有两个极点和两个零点的转移函数，其关系式如式 (9) 所示。若 LPF 的截止频率如图五所示逐渐增加，当截止频率超过某一频率时，KDP∙RS∙GCC 的幅度开始大于 Gdo∙KD，这时Gd两个左半平面的零点便会移至右半平面，系统则会趋于不稳定。所以，根据上述分析，设计者可先假设 KDP∙RS∙GCC 的幅度小于 Gdo∙KD 的幅度，用式 (8) 来设计补偿器，之后再设计 LPF 的截止频率，让 KDP∙RS∙GCC 的幅度永远小于 Gdo∙KD，如此系统就可以达到稳定的状态。 (8) (9) 图五、KDP∙RS∙GCC 和 Gdo∙KD 的曲线图 4. 电路仿真验证 以电路仿真来验证理论分析结果，所用参数列于下。VIN = 156V，VBat = 5V，IO = 1A，LM = 1.5mH，CO = 1mF，rC = 20mΩ，RS = 4.5Ω，Rcable = 240mΩ，NP : NS : NA = 15 : 1 : 1.4，fS = 50kHz，VREF = 1.2V，gm = 100μA/V，Rcomp = 215kΩ，Ccomp = 12nF，Ra = 29kΩ，Rb = 6kΩ，R1 = 100kΩ，C1 = 5nF 且 KCC = 400m。图六同时显示有缆线补偿和没有缆线补偿的模拟波形图，在不同的负载条件下，缆线补偿都适当地提供一稳定之充电电压。图七和图八分别显示回路增益 T1 和 T2。由图可知，电路仿真结果与分析计算结果非常吻合，系统的带宽和相位裕量是由回路增益 T1 决定，且由图八可知回路增益 T2 是正反饋。图九显示的是输出阻抗，它在低频的增益接近于 Rcable，不过相位是从 180° 开始，也就是它提供了负阻抗以有效抵消缆线阻抗。 图六、有缆线补偿和没有缆线补偿的模拟波形图 图七、回路增益 T1 的波德图 图八、回路增益 T2 的波德图 图九、输出阻抗的波德图 图十显示分别在不同的 C1 值而产生不同的 LPF 截止频率之下，输出电压仿真波形与回路增益 T1 的计算结果。从结果发现，C1 容值小而让 LPF 截止频率变高会造成系统不稳定，而根据前面回路增益 T1 的分析结果，此不稳定的现象也可从其增益余量或相位余量得到预测。所以，当 R1 恒定时，可由 KDP∙RS∙GCC 和 Gdo∙KD 的波德图来决定让系统稳定的最小电容 C1。图十一显示 KDP∙RS∙GCC 和 Gdo∙KD 的波德图在不同 C1 状况下的表现，由该图可发现 C1 至少须大于 3nF 才能使得 KDP∙RS∙GCC 永远小于Gdo∙KD。经过电路仿真可知让系统稳定的最小 C1 值为 4nF，这验证了上述分析的结果。 图十二显示在各个不同 C1 值时，回路增益 T1 的带宽和相位裕量图形。由图可知，当 C1 值较大时，系统会有较高的带宽与相位裕量；但是，当 C1 超过某一定值后，系统效能无法再有显著的改善，只是付出不必要的成本而已。由此可知，本文所提出的小信号分析方法，能为反饋设计提供有效的帮助。 图十、在不同 C1 值下，充电电压 VBat 的电路仿真波形图和回路增益 T1 的计算结果。 图十一、不同 C1 值时 KDP∙RS∙GCC 和 Gdo∙KD 的图形 图十二、不同 C1 值下，回路增益 T1 的带宽与相位裕量的图形 5. 总结 本文提出了一个应用在 PSR 反激式转换器上的缆线补偿方式以解决在电池充电器应用中的因缆线阻抗所造成的电压降问题，其中提出的小信号模型为进行缆线补偿设计提供了小信号分析及反饋控制设计的完整而详尽的工具，而分析的结果，也经由电路仿真得到有效的验证。 来源： 立錡科技

摘要 本应用文件从三大方向探讨“如何有效消除反激式转换器于启动期间MOSFET之过应力”：从RICHTEK内嵌软启动功能之反激式转换控制器设计，再到系统回路稳定度与开关管之应力关系，最后带入被动式电压箝位RCD缓冲电路分析及设计。本应用文件可供研发工程师参考，以在电源系统开发设计时降低开关管MOSFET所受之应力，避免开关管之损坏，提高电路操作之可靠度。 前言 开关式电源供应器(Switching Power Supply)相对于线性式电源供应器(Linear Power Supply)具有体积小、重量轻、效率高等优点，因而被广泛应用。开关式电源拓朴之一——“反激式转换器(Flyback Converter)”由于拥有初/次级隔离、电路架构简单、零件数少、成本低等特色，被广泛应用于150W以下的电源系统。 开关组件Power MOSFET扮演着开关式电源转换器的重要角色，“如何消除反激式转换器于启动期间MOSFET之过应力”，乃为本文探讨之重点，探讨将从反激式转换器控制器设计、回路稳定度和缓冲电路设计三大方向展开。 反激式控制器设计－RICHTEK内嵌软启动功能 图一为典型的反激式转换器应用电路。图二为典型的反激式转换器功能方块图。当VDD电压达到控制IC启动门坎电压(VTH_ON)时，控制IC即会开始运作，它会首先启动软启动功能(Soft Start, SS)。 控制IC内之振荡器(Oscillator)产生时钟信号(Clock)来设定S-R触发器(S-R Flip-Flop)之S端(Set)；透过取得反馈电压(VCOMP)或定功率(Constant Power)之电流限制信号(Current Limit，VCS_CL)二者之电压最低信号与流过电流侦测电阻(RCS)之电压(VCS)经由脉宽调制比较器(PWM Comparator)触发S-R触发器之R端(Reset)，决定GATE端之脉冲宽度。 图一、典型反激式转换器应用电路 图二、反激式转换器功能方块图 控制IC透过GATE脚位驱动反激式转换器开关管(MOSFET)，开关管导通(Turn ON)时，输入电压完全跨在变压器(耦合电感器)一次侧之上，电感电流成线性增加，电感所储存的能量也因而逐渐增加；此时由于功率二极管反偏，负载所需的能量完全由输出电容提供。藉由回路控制信号，当栅极驱动信号将开关管关闭(Turn OFF)时，由于电感的磁通必需连续，迫使功率二极管导通，此时电感的电压也会反相来重置其磁通。这时候，通过二极管的电感电流将呈线性减少，此电流除了提供给负载外，也提供给输出电容充电，直到控制IC之时钟信号触发下一周期开始为止，周而复始。以连续导通模式(Continuous-Conduction-Mode，CCM)为例，图三为反激式转换器及控制器动作示意图。 开关管导通时，电流侦测电阻上之电压(VCS)爬升斜率(mR)为： 开关管关闭时，二次侧二极管导通流过电流，该电流(ISec_Diode)通过映射以后反映至一次侧，在电流侦测电阻上形成隐含的电压(VCS)，其下降斜率(mF)为： 其中Vin为跨于变压器一次侧两端之输入电压；LP为变压器一次侧之激磁电感；VO为输出电压；VF为功率二极管导通电压；n为变压器圈数比；NP为变压器一次侧线圈匝数；NS为变压器二次侧线圈匝数。 图三、反激式转换器及控制器动作示意图 (CCM) 反激式转换器开始运作初期，输出尚未建立，电压为零。由公式(2)可知电流侦测电阻上之电压下降斜率趋近于零，而控制IC于每个周期皆至少有最小导通时间(TON_MIN)，致使电感电流持续增加，即开关管上之尖峰电流(Peak Current)持续增加，电流侦测电阻上之电压不断上升。当开关管关闭瞬间，累加的尖峰电流、变压器之漏电感和开关管之寄生电容产生高频振荡，于开关管之漏极(Drain)与源极(Source)间感应出极大之电压尖峰(Voltage Spike)，将可能衍生出开关管之过应力问题，如图四(a)所示。当反激式转换器输出短路时，控制IC触发自动重启保护(Auto Recovery)，上述问题将更趋严重，开关管过应力问题也可能会表现得更严重，如图四(b)所示。 图四、反激式转换器开关管之应力 为了有效抑制启动尖峰电流，RICHTEK将软启动功能内嵌于控制IC中，它在控制IC开始运作时会先被启动，透过阶梯式的电流限制信号，逐步将输出电压慢慢建立起来。同时搭配过电流门坎电压(VCS_SKP)跳周期(Cycle Skipping)模式设计于软启动期间，当电流侦测电阻上之电压超过电流门坎电压时，控制IC会触发跳周期模式，延长电感电压反相重置磁通时间，使磁能能够有效地转移至输出端，加速输出电压之建立过程，同时达到降低开关管上之电流幅度的效果。图五为RICHTEK内嵌软启动功能示意图；图六为RICHTEK软启动功能－跳周期(Cycle Skipping)模式和传统软启动模式的比较。 图五、RICHTEK内嵌软启动功能示意图 (a)传统软启动模式 (b)RICHTEK软启动功能－跳周期(Cycle Skipping)模式 图六、传统软启动功能 vs. RICHTEK软启动功能 图七所示为传统软启动功能和RICHTEK软启动功能在同一反激式转换器电源系统在启动期间的不同表现对照。采用传统软启动功能时，在启动初期会有一较大之电压尖峰，而采用RICHTEK软启动功能的情况下则没有这一现象，这意味着后者的启动过程是平缓的，开关管所受应力是比较轻的。 图七、启动期间开关管之应力——传统软启动功能 vs. RICHTEK软启动功能 图八所示是在输出短路时同一反激式转换器电源系统在分别采用传统软启动功能与RICHTEK软启动功能时的不同表现。由于输出短路，控制IC会触发自动重启保护(Auto Recovery)，传统软启动功能在高输入电压工作条件下将出现更加恶化的开关管应力状况，而优化的RICHTEK软启动功能由于具有特别的保护机制，可有效降低开关管之应力负担，提高了电路操作之可靠度。 图八、输出短路时开关管之应力——传统软启动功能 vs. RICHTEK软启动功能 反激式转换器回路稳定度与开关管之应力关系 在反激式转换器的设计中，变压器之匝数比(n)与开关管之电压应力直接相关。换句话说，决定了最大占空比就决定了变压器匝数比，同时也决定了开关管之电压应力。 开关管最大之电压应力(VDS_MAX)为： 其中Vin_max为最大输入电压；n为变压器匝数比；VO为输出电压；VF为功率二极管导通电压；VSpike为变压器漏电感造成的电压尖峰(于下节说明讨论)。 从转换器运行的原理上来看，占空比对应着开关管与二极管导通的比率。从有效的利用半导体观点，各占一半的占空比是利用率最高的，也就是说，将最大占空比(Dmax)定在 0.5 左右对开关管与二极管的利用率最高，所以一般设定在最低输入电压下的占空比为 0.5。再计算出变压器匝数比(n)，并藉由开关管与二极管电压应力裕度，再调整 n 与Dmax。详细的反激式转换器及其变压器匝数比之设计，请参考应用文件《定频反激式转换器设计指南》。本应用文件于此探讨设计者较易忽略思考之“反激式转换器回路稳定度与开关管之应力关系”，并假设反激式转换器的变压器匝数比已进行了优化设计。 探讨反激式转换器之回路稳定度，应先了解反激式转换器固有的右半平面零点问题。这个零点无法用传统的极点进行补偿，所以，反馈回路的交越频率(fC)必需远低于这个零点位置，实务上，反激式转换器的交越频率多半设计在3kHz 以下。对一个离线式反激式转换器而言，在低压输入、满载时交越频率为800Hz 到3kHz (以65kHz 开关频率而言)、相位余裕(Phase Margin，ψm)大于45度以上为最恰当。详细的反激式转换器回路设计请参考《离线式反激转换器反馈设计》一文。 设计不同的回路稳定度进行补偿实验，探讨回路稳定度与开关管之应力关系，可与理论形成相互佐证的关系。为了测量不同的回路增益特性对开关管所受应力的影响，我们在同一个反激式转换器电源系统上分别设定“ fC< 800 Hz &ψm 45°”的回路增益特性并测量开关管之应力。图九及图十分别为低压及高压输入、满载时回路增益之交越频率与相位余裕实验测量曲线，图十一为高压输入、满载时开关管之应力状况。经过比较可知：当交越频率较低且相位余裕不足时，瞬时响应速度缓慢，输出电压建立过程存在过冲(Overshoot)，根据公式(4)，存在过冲的输出电压将使开关管之应力增加。所以，适当设计的回路增益交越频率和足够的相位余裕，可以有效降低反激式转换器在启动期间施加在开关管上的应力，对避免开关管损坏有极好的帮助。 图九、低压输入满载时回路增益之交越频率与相位余裕 图十、高压输入、满载时回路增益之交越频率与相位余裕 图十一、反激式转换器在高压输入、满载时对开关管之应力 被动式电压箝位RCD缓冲电路分析及设计 反激式转换器的变压器存在漏电感，开关管存在寄生电容，如图十二：反激式转换器及其组件等效电路模型所示。由于电感的磁通必需连续，当开关管关闭(Turn OFF)时，变压器之漏电感电流瞬间被截断，储存于漏电感之磁通无法被转换至变压器二次侧，此能量将在变压器之漏电感与开关管寄生电容间共振产生高频振荡，开关管之漏极(Drain)与源极(Source)间(VDS)将形成一极高之电压尖峰(Voltage Spike)，如图十三所示。图十三(a) 为反激式转换器工作于连续导通模式(Continuous-Conduction-Mode，CCM)的波形；图十三(b) 为反激式转换器工作于不连续导通模式(Discontinuous-Conduction-Mode，DCM)的波形。 该高频振荡迭加于开关管之漏极与源极间，迭加后的电压尖峰峰值的计算公式为： 其中iDS_Peak为流经变压器一次侧的开关管峰值电流；LLK为变压器一次侧等效之漏电感；CP为变压器一次侧等效之寄生电容；Vin为输入电压；n为变压器匝数比；VO为输出电压；VF为功率二极管导通电压。 图十二、反激式转换器及其组件等效电路模型 图十三、反激式转换器组件寄生之漏电感与电容共振波形 由上述组件之寄生电感及电容所产生之电压尖峰及伴随之高频振荡，将对开关管造成应力冲击甚至可能将其损坏，也可能衍生出电源系统之电磁干扰或和电路操作之可靠度问题。适当的缓冲电路(Snubber)可对此高频振荡进行抑制，并对上述问题作有效之改善。 本应用文件介绍目前广泛应用于反激式转换器之被动式电压箝位RCD缓冲电路，如图十四所示。在开关管关断瞬间，变压器的漏电感电流依原初始方向继续流动，它将分成两路：一路(iDS)在逐渐关断的开关管继续流动；另一路(iSn)经由缓冲电路的二极管(DSn)向电容(CSn)充电。由于CSn上的电压不能突然改变，因而降低了开关管关断电压上升的速率，并把开关管的关断功率损耗转移到了缓冲电路，如图十五：被动式电压箝位RCD缓冲电路电压/电流波形所示。 图十四、附加被动式电压箝位RCD缓冲电路之反激式转换器 图十五、被动式电压箝位RCD缓冲电路电压/电流波形 (DCM) 开关管关断瞬间，缓冲电路的二极管导通，变压器的漏电感电流上升斜率(mi_Sn)： 其中iSn为缓冲电路流经二极管电流。 缓冲电路的二极管导通时间(tSn)： 反激式转换器峰值电流(iDS_Peak)依工作模式不同分为： 工作于不连续导通模式(DCM)的开关管峰值电流(iDS_Peak_DCM)： 工作于连续导通模式(CCM)的开关管峰值电流(iDS_Peak_CCM)： 其中Pin为反激式转换器输入功率。 缓冲电路之功率损耗(PSn)： 其中电容电压(VSn)一般设计为n(Vo+ VF) 的2~2.5倍。 将公式(10)换算至电功率公式可知缓冲电路之电阻(RSn)： 缓冲电路之电容(CSn)的电压纹波(DVSn)一般设计为电容电压(VSn) 的5~10%。依照伏秒平衡(Volt-Second Balance)之观念，可推导得出缓冲电路之电容(CSn)设计值： 反激式转换器开关管之漏极与源极间的最高电压一般发生于系统工作于最高输入电压并且满载的情况，因此，反激式转换器之被动式电压箝位RCD缓冲电路应以此条件作为电容及电阻的设计依据，而二极管一般应选用快恢复二极管。一个实际的反激式转换器电源系统的开关管所受应力在加入被动式电压箝位RCD缓冲电路前后的对比见图十六，我们可从中看到明显的区别。通过上面的分析和实践，我们可以确信被动式电压箝位RCD缓冲电路设计可有效降低开关管所受应力以避免开关管之损坏，从而提高电路操作之可靠度，也可同时改善高频振荡衍生之电磁干扰问题。 图十六、被动式电压箝位RCD缓冲电路加入前后之开关管应力比较 总结 开关组件Power MOSFET扮演着开关式电源转换器的重要角色。反激式转换器(Flyback Converter)拥有初/次级隔离、电路架构简单、零件数少、成本低等特色，因而被广泛应用。反激式转换器开关管(MOSFET)之最大应力不一定发生于满载稳态操作期间，更值得被探讨的可能是“启动期间”。本应用文件从理论阐述及实验佐证全方位、多角度探讨“如何有效消除反激式转换器于启动期间MOSFET之过应力”，从反激式转换器系统的核心——反激式转换器控制器IC的软启动功能，到系统层面的回路稳定度补偿，最后提供应用电路——被动式电压箝位RCD缓冲电路的分析及设计方法。这些理论和方法可供研发工程师在进行反激式转换器电源系统的开发设计时参考，以便降低开关管所受之应力，避免开关管之损坏，提高电路操作之可靠度。 来源： 立錡科技

摘要 本文说明单级高功因反激式转换器 (Flyback converter) 如何以少量的组件与简单的控制方式提高输入功率因数 (Power Factor, PF)，降低输入电流谐波。内容包括功率因数的定义、高功因反激式转换器动作原理、峰值电流控制 (Peak-current mode control) 与固定导通时间控制 (Constant on-time control)、输入电压前馈补偿 (Feed-forward compensation)、以及总谐波失真 (Total Harmonic Distortion, THD)优化。 一、前言 近年来，发光二极管 (Light-Emitting Diode, LED) 技术发展迅速，由于其具有发光效率高、长寿命与不含汞等优势，已经被视为下一代主要照明源。随着环保意识抬头，大家对于LED驱动器的要求不再只是点亮，对于节能的要求也愈来愈严格。美国能源之星 (Energy Star) 规定功率高于5W 的住宅照明驱动器之功率因数必须大于0.7，商业照明大于0.9。本文将探讨照明用 LED 驱动器如何以少量的组件与简单的控制方式提高输入功率因数，降低输入电流谐波，以达到规范要求，并且实现节能的目的。 二、功率因数 由于能源日益短缺，促使人们越來越重视电子装置的用电效率。传统的电源转换器大多使用二极管整流器与电解电容对输入电源进行整流，此种架构虽然简单，但由于输入电流严重非线性失真，造成低频谐波大量增加，导致功率因數低落。功率因数指实功率 (Real power) 与视在功率 (Apparent power) 间的比值，是衡量电力利用效率高低的指标。若功率因數低落，要产生相同功率输出时所需要的电流就会提高。当电流提高时，电路系统的能量损失就会增加，造成相关电力设备的容量也随之增加。电力公司为了反应较大容量设备及浪费能量的成本，一般会对功率因数较低的工商业用户以较高的电费费率来计算电费。 功率因数定义如下： 其中P代表实功率；S代表视在功率，是电压和电流均方根值 (RMS) 的乘积。纯电阻负载的视在功率等于实功率，其功率因数为1。 若负载是由电感、电容及电阻组成的线性负载，能量可能会在负载端及电源端往复流动，造成实功率下降。线性组件组成的电路，若电压是正弦波，其电流会是相同频率的弦波，而其视在功率与实功率的关系为 其中，θ 是电流和电压之间的相位角，功率因数等于此角的余弦 cosθ，也可以称为位移功率因数 (Displacement Power Factor, DPF)。 若负载中有电感、电容及电阻以外的组件(非线性负载)，会造成输入电流的波形扭曲。视在功率包括所有谐波成份，此时功率因数中不但有电压和电流之间的相位差导致的位移功率因数，也会有对应谐波成份的失真功率因数 (Distortion power factor)，其定义如下: THDi 为负载电流的总谐波失真。I1,rms 为电流的基频成份，而 Irms 为总电流，二者都以均方根值表示。上述定义假设电压仍维持正弦波，没有失真，此假设接近一般实际应用的情形。若将失真功率因数乘以位移功率因数，即可得到总功率因数，也可称为真功率因数，或直接简称为功率因数： 欧盟为了规范电子装置的功率因数，设置谐波的标准 EN61000-3-2。若要通过该规范，电子装置就必须具备功率因数修正 (Power Factor Correction, PFC) 技术。接下来将介绍应用于 LED 照明的高功因驱动电路。 三、高功因反激式转换器动作原理 LED照明灯具的功率通常低于100W，操作在临界导通模式 (Critical Conduction Mode, CRM) 或不连续导通模式 (Discontinuous Conduction Mode, DCM) 是比较合适的选择。在各种隔离型切换式转换器 (Isolated switching converter) 中，组件最少并且架构最简单的是反激式转换器。因此，LED 照明驱动器时常采用操作在 CRM 或 DCM 的反激式转换器，其基本电路图示于图一，而图二为其理想电流波形图。从伏-秒平衡原理，输出电压 VO 与输入电压 Vin 间的关系为： 其中，Don 为功率开关 Q1 的导通占空比， Doff 为输出二极管 DO 的导通占空比，如图二所示。 利用法拉第定理，可以推导出变压器 TX1 的激磁电感L的电流纹波如下： 由于工作在 CRM 或 DCM，电流在每个切换周期都会降为零，因此电流纹波大小等于电流峰值，如(7)式。 如果输入电压为正弦波，输入电压可以表示如下： 其中，ω = 2π • fL，fL 为输入电压频率 (50~60Hz)。假设控制功率开关导通时间 ton 为固定，则 也就是电感的峰值电流呈现与电压同相位的正弦波，其峰值为 IL,pk： 如果在桥式整流的前端有电磁干扰 (Electromagnetic Interference, EMI) 滤波器，通常这个滤波器为了要滤除高频的开关纹波与噪声，其等效差模 (Differential mode) 角频率将远低于功率开关 Q1 的切换频率，但高于输入电压的频率 fL。因此输入电流就是电感纹波的平均值。依三角形平均法，输入电流可表示如(11)式。 若是操作在 DCM，ts(t) 固定，控制芯片只要把 ton(t) 固定，就可以让输入电流 iin(t) 和输入电压 Vin(t) 同相，因此理论上其功率因数为1.0。 若是操作在 CRM，ts(t) 随 Vin(t) 变化，即使控制芯片把 ton(t)固定，iin(t) 和 Vin(t)仍非完全同相。因此理论上操作在 CRM 的反激式转换器 PF 和 THD 比操作在 DCM 略差。但操作在 CRM 时，峰值电流较低，并且 EMI 比较容易解决，因此操作在 DCM 和 CRM 的控制芯片都有人采用。 图一、反激式转换器电路图 (a) CRM (b) DCM 图二、反激式转换器理想电流波形图 图三、CRM反激式转换器理想电流波形图 图三为操作在 CRM 的反激式转换器理想电压电流波形图。假设功率因数等于1.0，输入电流的有效值可以表示成平均电流峰值的 。再利用功率关系，可推得(12)式 由(11)式可得 其中，ton,pk 为输入电压在峰值时的 ton，ts,pk 亦然。结合(10)，(12)，(13)式，ton,pk 表示如下 观察(14)式可得知，导通时间 ton会随输入电压、输入功率、电感 L 以及切换周期 ts 而变化。 四、峰值电流控制与固定导通时间控制 常见的两种 PFC 控制方式为峰值电流控制与固定导通时间控制，以下分别介绍之。 1.峰值电流控制： 欲实现峰值电流控制 PFC 必须检测输入电压，其功能方块图如图四所示。图四中的 VM 为市电输入经过桥式整流后的电压，VM 经电阻 RM1、RM2 分压后进入控制芯片。反馈信号 VFB 与参考电压 VREF 经过一个低带宽的转导放大器 (Operational Transconductance Amplifier, OTA)，得到电压 VCOMP，然后与 VMULT 相乘。反馈信号 VFB 可能来自输出电压分压、输出电流检测或原边控制 (Primary Side Control, PSR)。将转导放大器的带宽设计远低于输入电压频率，其输出 VCOMP 就会是纹波很小的直流电压。因此，乘法器 (Multiplier) 的输出VMO与VM成正比，也就是与输入电压成正比。当电感峰值电流的检测电压 CS 与乘法器的输出电压 VMO 相等时，将脉冲宽度调变 (Pulse Width Modulation, PWM) 信号重置为 OFF，截止功率开关 Q1，因此电感电流峰值将维持与输入电压同相的正弦波形，达到高功因的效果。 图四、峰值电流控制PFC功能方块图 2.固定导通时间控制： 固定导通时间控制 PFC 功能方块图如图五所示，内部包含了一个斜波发生器 (Ramp Generator)，而省略了成本较高且设计复杂的乘法器。架构简单的斜波发生器可以不需要检测输入电压，自行产生一个固定斜率 SRAMP 的电压斜波 VRAMP。当 VRAMP 等于 VCOMP 时，将 PWM 信号重置为 OFF，截止功率开关Q1。 VCOMP 的来源和峰值电流控制PFC相同，也是反馈信号 VFB 与参考电压 VREF 经过一个转导放大器的输出。同样地，将转导放大器的带宽设计远低于输入电压频率，其输出 VCOMP 就会是纹波很小的直流电压。若在一个市电周期之内，VCOMP 几乎维持不变，并且 VRAMP 的斜率 SRAMP 也是固定不变，则功率开关 Q1 的导通时间 ton 就会固定，如 (15) 式，因此电感电流峰值将维持与输入电压同相的正弦波形，达到高功因的效果。 然而 VCOMP 合适的操作范围受限于转导放大器的线性区间，一般的设计约为 0.8~4.2V。若斜率 SRAMP 由芯片内部固定，则导通时间 ton 也会受到限制。由 (14) 式可得知，在特定的输入电压与输入功率之下，导通时间 ton 与电感 L 相关，若 ton 受限则代表电感的选用也会受限。因此，有些控制芯片会设置一个 RAMP 脚位，让使用者外部连接电阻或电容来调整斜率 SRAMP，避免芯片的应用范围受限。 图五、固定导通时间控制PFC功能方块图 以上两种控制方式都可以操作在 CRM 或是 DCM。若操作在 CRM，控制芯片必须有零电流检测 (Zero Current Detection) 电路，当侦测到反激式转换器的二次侧电流降为零的时候，把功率开关 Q1 导通。若操作在 DCM，控制芯片必须有振荡器 (Oscillator)，在每一个固定周期 ts 将功率开关 Q1 导通。有些DCM控制芯片会设置一个 RT (或CT) 脚位，让使用者外部连接电阻或电容来调整周期 ts。 五、输入电压前馈补偿 采用固定导通时间控制 PFC，无论是否设置 RAMP 脚位让使用者调整斜波斜率 SRAMP，输入电压不同都会造成不同的 COMP 电压准位 VCOMP。在控制芯片中，时常以 VCOMP 判断负载的轻重状态，例如: VCOMP 低于某一个固定电压时，判断为轻载，此时可进入突发模式(Burst mode)以提升轻载效率。若是不同输入电压对应到不同的 VCOMP，则进入突发模式的负载状态也会不同，这样的控制比较不理想。立锜科技 (Richtek) 生产的 PFC 控制芯片 RT7300与RT7302在固定导通时间控制中加入了输入电压前馈补偿，可以让输入电压不同时的VCOMP 不会有太大的变化。图六为具输入电压前馈补偿的固定导通时间 PFC 功能方块图。电压 Vset 经过转导放大器向电容 CRAMP 充电，直到 VRAMP 电压与控制电压 VCOMP 相等，这段时间就等于是固定的导通时间 ton。 其中，电容 CRAMP 与转导 GmRAMP 是由控制芯片内部设定，而 VCOMP 则由负反馈稳压得来。合并 (14) 式和 (16) 式， VCOMP 可以表示如下： 由 (17) 式得知，若 Vset 是控制芯片内部固定的常数，则 VCOMP 会与 Vin,rms 成反比。在图六中， VM 为市电输入经过桥式整流后的电压，控制芯片侦测 VM 经电阻 RM1、RM2 分压后的峰值 VMULT,pk，并乘以常数 k 做为 Vset。因此 Vset 可以表示如下： 將 (18) 式代入 (17) 式可得 因此，在系统参数固定之下，VCOMP 只随 Pin 变化，而不受输入电压影响，这就达到前馈补偿的效果。 图六、具输入电压前馈补偿的固定导通时间PFC功能方块图 六、总谐波失真优化 在先前的章节有提到，理论上操作在 CRM 的反激式转换器 PF 和 THD 比操作在 DCM 略差。本文提出一种总谐波失真优化电路 (THD optimizer)，能改善操作在 CRM 的反激式转换器的 PF 和 THD。 将 (9) 式代入 (11) 式： 观察 (20) 式可以得知，如果功率开关的导通时间 ton 固定，输入电流 iin 与输入电压 Vin 之间仍存在导通占空比 Don 的关系。若能让 ton 与 Don 成反比，即可让 iin 与 Vin 更接近完全同相。由于功率开关的切换周期远低于市电周期，因此以上一个切换周期的 Don 来调整这一个周期的 ton，在整个市电周期可以视为几乎没有延迟。参照图七，在 Vset 与转导放大器之间插入总谐波失真优化电路，以 PWM 信号作为调整斜波斜率的参数，其理想波形图示于图八。因此 Vset2 可以表示如下： 将 (21) 式代入 (16) 式： 如 (22) 式所示，加入总谐波失真优化电路可以让 ton 与 Don 成反比，因此可以让 iin 与 Vin 更接近完全同相。图九为从实际的硬件电路量测到的输入电压 Vin 与输入电流 iin 波形，其工作条件为输入电压 230VAC、输出电压 30V、输出电流 350mA。在同样的系统参数之下，控制芯片未加入总谐波失真优化电路的 THD 约为 13.83%；加入总谐波失真优化电路之后，THD 降为 5.28%。从波形可以明显看出，加入总谐波失真电路优化之后，输入电流波形更近似于与输入电压同相位的正弦波。 图七、总谐波失真优化电路 图八、总谐波失真优化电路理想波形 七、总结 本文描述了单级高功因反激式转换器的动作原理，并且说明了固定导通时间控制 PFC 搭配输入电压前馈补偿，可以让输入电压不同时，COMP 电压准位不会有太大的变化。此外，加入总谐波失真优化电路，可大幅降低输入电流谐波，并以实测波形予以验证。 (a) 未加入总谐波失真优化电路 (b) 加入总谐波失真优化电路 (Vin : 100V/div, iin : 100mA/div, time: 5ms/div) 图九、硬件电路量测到的输入电压与电流波形 来源： 立錡科技

概述 在这里，以“AC/DC PWM方式反激式转换器设计方法”为主题，说明使用AC/DC转换器用IC设计的步骤和方法。 近年来，针对电子设备的节能化要求愈来愈严，必须高效率和低待机功耗，AC/DC转换器板载设计越来越流行，并进一步优化。 设计AC/DC转换器时，要处理高电压，且必须同时设计变压器因此往往被设计人员敬而远的，但当要求设计能满足节能化要求的优化AC/DC转换器时，就有挑战的价值了。此外，最近较容易构筑AC/DC转换器的控制IC种类也日益增加。 面临上述情况，本节将从设计AC/DC转换器的步骤概述开始说明，接着加入确认设计电源的规格、使用IC的选择以及实际的设计例。 说明内容分成多个细项。此外，将按照设计步骤依据顺序加以说明。为能通盘理解全部的内容，推荐依照顺序阅读。部分项目可以独立阅读，但使用IC的设计例等，依照顺序阅读会较容易了解。下文将提到全部的步骤，希望能供各位参考。 1. 绝缘型反激式转换器的基础 在开始设计前，先确认绝缘型反激式转换器的基本概念。开关式AC/DC转换、反激式转换器的特色、工作和缓冲、不连续模式和连续模式，在设计前必须了解这几个项目。 （1）开关AC/DC转换 首先，简单说明一下开关方式的AC/DC转换。请参照右侧的基本电路，以及位于下方的波形。 在这里，以日本国内为例，输入电压设定为100VAC。此100VAC最初用桥式二极管加以整流。此为全波整流。100VAC直接整流，所以桥式二极管须为耐高电压规格才行。100VAC的峰值为140V左右。 再以电容器使其平滑。电容器的规格同样须为耐高电压。 以转换的原理来说，会在此时行进行AC/DC转换，但由于转换成一般DC驱动电路能使用的DC电压，因此之后还有几个步骤必须完成。 利用整流器和电容器转换的高压DC电压，经由开关元件ON/OFF加以斩波（切分），并经由高频变压器，将电能传送至二次侧。开关元件的ON/OFF频率，也就是开关（斩波）频率，例如频率使用比原本50/60Hz 还要高出许多的50kHz。此外，斩波后的DC电压将成为呈现上图方波的AC。 利用二次侧的整流二极管，整流该高频率AC电压，以电容器使其平滑后，如果DC输出电压设定值为12V，则就转换成12VDC。图片中省略了高频率AC电压的整流波形，但它是使用1个二极管的半波整流。 整理AC转换至DC的过程和工作状况，一次侧会直接整流－平滑100VAC，转换成高压的DC电压。接着使用开关元件，将高压的DC电压转换成高频的方波，再经由变压器传送至二次侧。 二次侧会产生高频AC电压，因此再次进行整流－平滑，以转换成想要的DC电压。 采用此方式，会将100VAC转换成想要的DC电压，必须使用控制电路（控制IC和反馈电路）来控制开关元件ON/OFF时间。基本上会选择采用开关方式的AC/DC转换。 （2）反激式转换器的特征 本设计事例使用称为反激式的变压器方式。在这里，将说明反激方式的基本电路和特征。 反激式转换器除了一般的PWM控制外，还有自励型的RCC（Ringing Choke ConVerter）、RCC利用使用共振技术的准谐振型，一共有3种，常使用在100W以下的开关电源上。 基本电路如图所示，非常简单，只有少数部件所组成。经由开关用晶体管斩波输入电压（DC），之后再透过开关用变压器，将电能传送至二次侧。接着，在二次侧进行整流、平滑，成为需要的DC电压。不过，实际的电路会监控输出，并增加控制开关晶体管的反馈电路、控制电路。 反激式转换器，可组成降压和升压，且同时支持绝缘和非绝缘，优点是确保大输入电压范围，但较大的峰值电流会流过开关元件、二极管和输出电容器，导致必须采用能支持该峰值电流的部件。 构成绝缘电路时，使用光耦合器或三级绕组，隔离二次侧，也就是来自于输出的反馈。视控制IC而定，在无来自于输出的反馈下保持稳定。以下为反激式转换器的特征总结。 反激式转换器的特征 可组成降压、升压 可组成绝缘、非绝缘 构造简单、能以最少的部件数量组成 适用于100W左右的开关电源 输入电压范围大 和正激方式相比，必须加装大容值的电容器 输出精度要求不高时，变压器的匝数比决定其输出电压，也可利用作为非稳定输出电 （3）反激式转换器的工作和缓冲 首先，MOSFET为ON时，与变压器为反向极性，电流经过变压器初级绕组，蓄积电能。此时，二极管为OFF。其次，MOSFET为OFF时，蓄积的电能透过二极管，从变压器的次级绕组向外输出，之后再经由整流、平滑，产生DC电压。 约略说明一下反激式转换器的工作。电路使用PWM控制的反激式转换器，连续模式工作。 其工作和各部的电压、电流波形如下所示。 MOSFET为ON时，电流经过变压器初级绕组，蓄积电能。此时，二极管为OFF。 MOSFET为OFF时，蓄积的电能通过二极管，从变压器的次级绕组向外输出。 ・缓冲电路 反激方式中，由于变压器铁芯间有间距，会造成磁漏现象，产生漏电感。开关电流同样会流过此漏电感并蓄积电能，但因未与其他线圈结合，因此不会移转功率并产生浪涌电压电压，施加在MOSFET的漏极-源极之间。上述的Vds的波形中也现该状况。产生的浪涌电压超过MOSFET耐压值时，可能会造成MOSFET遭到破坏。为了防止MOSFET遭到破坏而设定缓冲电路，以抑制浪涌电压。位于上述电路图一次侧，由电阻、二极管、电容器组成的电路就是缓冲电路。请记住，缓冲电路是大多数反激式转换器中，基本且必要的电路。 （4）不连续模式与连续模式 开关电源的工作分不连续模式和连续模式两种。本次的设计事例采用不连续模式工作因此在本节将说明两种模式。下表总结了特征和优缺点。“工作”的项目中的波形代表流过变压器的初级绕组和次级绕组的电流。此外，关键词中的“↑”和“↓”分别代表“上升”和“下降”。 连续模式工作在开关ON时的整流二极管反向恢复时间（trr）* 中流向反向电流，并因反向电流而产生损耗。使用低电压的开关DC/DC转换器时，整流二极管的反向电压会变低，反向电流也会变小，因此一般会以输入纹波电压等为优先，使用连续模式。 对此，使用AC/DC转换器时，会因为二极管的反向电压变高，流过反向电流而产生极大的损耗，是故大多采用不连续模式，避免反向电流经过。但是，峰值电流会变大，当负载大时也会采用连续模式工作。 两种模式各有其优缺点，如果最大只到60W左右，一般较适合不连续模式。大于60W时，必须根据变压器容许尺寸来考虑、决定。本次设计事例为36W，所以选择了不连续模式。 *二极管的反向恢复时间 施加正向电压到PN接合二极管后，将流过正向电流。如果急剧施加反向电压，某段时间内本来不会流过的反向电流，反而会流过。一直到原本状态为止的时间称为反向恢复时间 2. 设计步骤 在确认基本步骤后，接着说明设计步骤。 设计步骤不仅限于AC/DC转换器，大部分的设计都会采用类似的步骤。一开始先确认要求规格，然后选择能实现要求规格的部件。在这里，决定“控制用电源IC的选择”，最近的电源设计几乎都是利用电源用IC，因此选择电源IC，并以该IC为中心进行设计。接着，决定必须使用IC的部件，计算出常量等进行设计。流程为根据图纸制作试作品，再来是评估性能、量产，最后出货。 1．确定要求规格 2．控制用电源IC的选择 3．设计、外围部件选定 4．评估、试作 5．量产设计、评估、出货检查 1．确定要求规格 第1个步骤从明确了解要求规格开始。这原本就是第一个且最重要的步骤，但电源规格是“在决定整体电路规格前，无法完全确定”，必须在整体设计期间结束时加快脚步进行设计等，的确有可能让电源设计人员感到非常困扰。不过，正因为未决定好无法有任何进展，因此大多会先制作暂时规格以支持该问题。 确定要求规格 输入输出：输入电压范围、输出电压值和精度 负载：电流、有无瞬态（含休眠/唤醒） 温度：最大/最小值、是否冷却 尺寸：安装面积、高度（外形尺寸） 必要保护：低电压、过电压、过热等 特殊环境/使用条件：车载、航天、通信、RF等 成本 虽然非常严格，但“未彻底弄清楚规格，就无法开始设计”也是不争的事实．．． 写出确认规格时的主要确认项目。以输入条件为例，因为是供日本国内使用，所以100VAC即可，但如果是销售至全球市场，就必须要能够进一步扩大能支持的范围，或是因为销售国家，造成电压不稳定，部件选择受比如还有多大余量等规格要求而出现很大变动。 另外，为了设计符合要求规格的电源，还必须详细考虑其他项目。 2．控制用电源IC的选择 第2个步骤为控制用的电源IC的选择。根据第1个步骤确认到的要求事项，决定适用的电源方式、变压器方式或开关方式、降压或升压、反激式或正激式，以及AC/DC转换器中最重要的讨论事项，也就是绝缘型或非绝缘型，之后再选择控制IC。也就是说，控制IC的选择决定电源方式。 控制用电源IC的选择 方式：变压器方式、开关方式 方式：降压、升压、升降压、反转 方式：线性、反激式、正激式等 绝缘/非绝缘 在实际设计电源时，电源IC占了非常重要的地位，会因为使用的IC来决定电路和部件。换言之，设计时能以IC为中心。 3．设计、外围部件选定 决定IC和电源方式后，接着参考IC的应用例等进行设计。包含变压器设计在内，决定外围电路的电容器和电阻等的常量。 设计、外围部件选定 主要变压部件：变压器、桥式、二极管、电容器等 必须使用IC的部件 各常量的计算、优化 变压器设计 设计时，在电气、电子知识外，还必须具备部件知识，其中又以经验最为必要。不过，即使在凭借这样的知识和经验进行设计，仍会有不了解和不顺利的时候。此时，可以利用部件厂商的支持，迅速完成设计，避免徒劳无功。 4～5．评估、试作、量产、出货 那么，完成图纸和部件列表、建立基板线路后，即进入试作、评估的阶段。 评估、试作 利用评估板/工具 制作试作基板、设想条件下的工作、性能评估 调试、优化 符合/不符合要求规格、权衡的判断 量产设计、评估、出货检查 在试作阶段，首先从确认基本工作开始，但有时可能会难以判断工作是否正确。这时候，不稳定会判定是否符合设计的规格，不过大多数的IC厂商都会准备其IC的评估板，可以多加利用。利用确实能正常工作评估板，比较、探讨设计的电路是否正确工作。 调试和优化的作业结束后，开始判断是否可以进入量产。此时，有时可能无法完全满足要求规格。不会退让的规格要求，必须重新设计，或是稍微妥协，讨论如何取得权衡，尽量让全部产品接近目标值。 希望大家在设计时，大致上都能遵循上述步骤。 3. 电源规格的决定 如同“设计步骤”项目中所说明般，在一开始设计时，必须决定电源具备哪些性能和特性，确定电源规格。 其实，电源规格并非单方面由电源设计人员决定就好。除了要求输入电源和供电负载的电压精度、电流等之外，还必须确认效率和工作温度范围等事项。而这些都是依照系统整体规格和供电基板规格来决定。 然而，现实上并不是一开始设计时，就已经确认这些规格。不是只有供电电路的设计人员疏忽而已，如果供电端未设计至某一个程度，也无法确定要设计什么样的电源规格。 虽说如此，如果要等全部明确才要设计，无庸置疑地，设计时间已经快要结束，只剩下极少的时间能用在电源设计上。因此，在某个时间点先根据大略的数据，在可以变更的前提下，于容许范围内弹性设计电源规格。 在开始设计前，须先写好原本要决定的规格，以及设计开始时，能允许的最低限度规格。 应决定的电源规格 输入输出：输入电压范围、输出电压值和精度 负载：电流、有无瞬态（含休眠/唤醒） 效率、待机功耗 温度：最大/最小值、是否冷却 尺寸：安装面积、高度（外形尺寸） 必要的保护：低电压、过电压、过热等 特殊环境/使用条件：车载、航天、通信、RF等 必须取得的认证和规范 成本 设计开始的最低限度规格 输入电压范围 输出电压/精度/电流 输出纹波电压 绝缘耐压 工作温度范围 效率 无负载时输入功率 接下来将具体说明“最低限度电源规格”的各项目。 ・输入电压范围 输入，因其是AC/DC转换器，理所当然是AC电源了。幸运的是家庭和办公室用的AC电源是公称电压。日本公称电压为100VAC，以全球的情况来说，都在100VAC～240VAC的范围内。此外，因为是公称值，如果包含容许差在内，大多会设想下限-15%的85VAC、上限+10%的264V范围内。电源方面会视国家而定，在定容许差时，必须根据过往经验和掌握实际情况才行。以此方式，根据搭载设计电源的设备的出货地，来决定输入电压范围值。 世界家庭用主要电源电压（公称值） 日本：100VAC 美国：120VAC 加拿大：120VAC/240VAC 英国：230VAC/240VAC 俄罗斯：127VAC/220VAC 中国：110VAC/220VAC ・输出电压/精度/电流 AC/DC转换器的输出电压，设定系统或电路基板必要的DC电压值。以工业设备为例，一般设定24VDC和12VDC等共通标准电压，但目前也有不少设备直接设定5VDC和3.3VDC等驱动电压。总之，都必须达到输出电压±5%的精度。这是依据被供电设备的要求来决定。在设计时，必须讨论能够满足要求精度的部件和方式。 输出规格中，输出电流也是非常重要的。必须充分供应能满足供电电路需要的电流，且维持输出电压稳定化。虽然余量大，容许范围广，但部件成本高和尺寸大，在此之下，最大负载电流相关数据就显得非常重要。此外，还要探讨发生负载瞬态的响应特性。不足时，就可能造成系统复位等，对系统带来致命的损害。 讨论电流值后，当根据AC/DC转换器的输出状况，以个别的开关稳压器组成电源时，能依据功率状况来思考电流值。开关稳压器是转换功率，因此AC/DC转换器制作出12VDC，将其当作输入电流切，开关稳压器的效率达80%，转换成5V/0.8A，但输入功率则是变成5W。单纯来看，AC/DC转换器的12V输出值转换成5W，因此输出电流只要0.42A即可。转换功率用的电源，其输出能力大多以功率值表示。 ・输出纹波电压 纹波就是脉流。转换后的DC电压，包含着与输入AC电源频率、开关转换频率相关的脉动电流。当然，在转换的过程中会进行平滑/滤波，但却无法归零。例如输出以5VDC为中心，产生400mVp-p的纹波时，最大值为5.2V，最小值为4.8V。对此，5V±4%能满足一般精度要求±5%，但输入3.3V输出，产生400mVp-p的纹波时，就会变成3.3V±6%。 起因于开关工作的输出纹波电压示意图 AC/DC转换器会制作称为12VDC的总线电压，将其当作输入电压，再利用个别的稳压器等，产生各电路必要的电压，或许能够舒缓AC/DC转换器的纹波问题。不过，在上述范例中，如果直接供电给低电压设备，纹波电压就可能造成某些问题。总之，虽然纹波电压愈小愈好，但仍要考虑到滤波器设定空间和成本，来设定容许值。 ・绝缘耐压 视系统的规格而定，有时AC/DC转换器必须能够绝缘。工业设备和医疗设备等基本上必须绝缘，且可能会指定绝缘等级。AC/DC转换器的绝缘指一次侧（AC输入），和二次侧（DC输出）无法导通，基本上由变压器负责绝缘的工作。绝缘除了3kVAC的电压外，还必须讨论绝缘构造、绝缘等级等规格相关事项。设计变压器的人必须具备规范和部件方面的知识才行。各个详细内容请参照规格书等。 ・工作温度范围 应该要设定搭载设计电源的系统，以及设备工作温度范围等规格。AC/DC转换器必须由符合要求的功率控制IC和部件组成。此外，虽然大多以周围温度标示设备规格，但AC/DC转换器如果装设在内部，就必须以内部温度为基准来决定规格。AC/DC转换器会少量发热，一但超过所用部件的额定值，将可能发生致命的损坏，因此温度方面必须充分进行验证。 ・效率 效率是指针对输入功率的输出功率的比率，以%表示。效率达80%代表损耗20%，损耗基本上会变成热。现今提升效率已是必备要件，也因此必须充分理解和热相关的事物。 为了提升效率，必须探讨使用变压器方式、控制IC、外置部件。 ・无负载时输入功率 输出电流不流动时的输入功率，也就是无负载时的自我功耗。节能化已经是设备的责任和义务，必须将毫无用处的自我损耗降至最低才行。EnergyStar即是其中一例。电路组成和控制IC在降低自我功耗上，扮演着非常重要的角色。 以上内容为最低限度，但可能因为各种原因，造成上述数据和自己遇到的情形不同。此时，就必须根据经验法则，判断电源拥有哪一种程度的性能和特性，就能够广泛支持各项条件要求。最重要的就是先了解能修正变更或全部重做后，再开始进行设计。 4. 设计使用IC的选择 电源规格确定后，将进入设计的第2个步骤“控制用电源IC的选择”。 为什么是“IC的选择”呢？近年来电源电路的设计上一般会利用电源用IC（电源厂商可能不同），除了拥有非常优秀的控制性能外，还会搭载各种保护功能，因此设计简略不复杂，对安装面积等反而有利。 在这里，以设计PWM方式的反激型AC/DC转换器为例，具体设定电源规格，以及决定支持该规格的电源IC。 电源的规格是“设计开始的最低限度规格”的项目的基础山个，设定一般的条件。此外，也写下根据该条件选择IC时有哪些注意事项。 电源规格范例 IC选择的要点 ・输入电压：85～264VAC ⇒ 广泛输入支持的电源方式 ・输出：12VDC±5% / 3A　36W ⇒ 外置输出功率晶体管 ・输出纹波电压：200mVp-p ⇒ 电流模式型 ・绝缘耐压：一次侧－二次侧间 3kVAC ⇒ 由光耦合器反馈控制 ・工作温度范围：0～50℃ ⇒ 工作保证温度范围：-40～85℃ ・效率：80%以上 ⇒ 开关方式 ・无负载时输入功率：0.1W以下 ⇒ 内置启动电路、低功耗型 ・输入电压：85～264VAC 预设输入规格能支持全球各国要求。IC则挑具有大范围的耐压能力且性能佳的产品。 ・输出：12VDC±5% / 3A　36W 输出电压为工业设备一般使用的总线电压12V，精度通常为±5%。输出电流为3A，虽然可以选择内置开关用晶体管型IC，但为了理解基本构造，推荐外置开关用的功率MOSFET。 ・输出纹波：200mVp-p 输出纹波为标准等级。着重在能降低纹波的电流模式所使用的控制IC。 ・绝缘耐压：一次侧－二次侧间 3kVAC 除了变压器外，为了反馈控制以稳定输出电压，必须装设将二次侧电压（输出电压）返回一次侧的线路，而该线路也必须能够绝缘。反馈电路会使用光耦合器来绝缘。 ・工作温度范围：0～50℃ 工作温度范围为设备一般规格即可。为了达到该标准，应选择温度范围更大的IC和部件。 ・效率：80%以上 这也算是一般常见的效率。有的DC/DC转换器会要求效率超过90%，但AC/DC转换器虽然还有改善的空间，不过效率依然达到80%，并未因此而偏低。为了达到该效率，必须采用开关方式的AC/DC转换电路。 ・无负载时输入功率：0.1W以下 为了达到其目标值，必须采用能保持低功耗的控制IC才行。 而在寻找可以实现电源规格目标的IC时，也要先了解AC/DC转换的方式和特征、市场流通的控制用IC种类和功能。乍看之下非常复杂，不过只要决定好变压器方式，之后就简单许多了。此次采用PWM方式的反激式转换器，因此在寻找IC时，会先锁定能组成反激式转换器的IC。其次，依照采用PWM方式、符合输入范围和输出规格的顺序来寻找IC。可以前往IC厂商的web网站上限定条件进行搜寻，记得多加利用。 以下为能够实现该电源规格的电源IC。 BM1P061FJ：AC/DC用 PWM 控制器IC 特点 PWM频率65kHz 电流模式方式 轻负载时突发脉冲工作、降频功能 内置650V启动电路 VCC引脚低电压保护、过电压保护 CS引脚开路保护 CS引脚Leading-Edge-Blanking功能 每周期过电流限制功能 过电流限制AC校正功能 软启动功能 2次侧过电流保护电路 还有跳频功能 使用BM1P061FJ的绝缘型反激式转换器电路 BM1P061FJ是AC/DC转换器用的PWM控制器IC，能构筑绝缘型的反激式转换器。IC特点如上所述，但此次设计范例的规格中使用该款IC，主要是因为其属于采用内置650V耐压启动电路的电流模式，能充分支持整流264VAC的DC电压的PWM方式开关电源用IC，搭载启动电路和轻负载时开关降频功能、节能且高效率还有BM1PXXX系列产品阵容丰富，在设计途中变更规格也容易等诸多优点。 此外，也列出构筑反激式转换器时的基本电路。如图片所示，IC集成化高，因此外置部件非常少。关于IC的详细数据可以参照技术规格。 那么，设定好决定好能实现电源规格的IC后，推荐再稍微重温一下AC/DC转换，之后再开始进行设计。 5. 绝缘型反激式转换器电路设计 接下来将进入实际设计绝缘型反激式转换器。首先，先贴出使用例题所选择的控制IC“BM1P061FJ：AC/DC用 PWM 控制器IC”的电路图。 从这部分开始说明如何选择电路必要的部件，以及计算各数常量的方法。因此，其他部分也必须参照本段所说明的电路，在必须参照本段电路的段落加上链接，各位可以多加利用。 （1）变压器设计（数值计算） 反激式转换器必要的变压器设计时，依据电源规格，算出变压器设计上必要的数值开始。基本上利用各自的公式进行计算。变压器的相关设计信息，会写在该设计所使用的IC1的BM1P061FJ的应用备忘录上面，设计时可以多参考看看。在这里，说明电路图的局部放大帮助大家更容易了解内容。整个电路请参照“设计范例电路”。 本电路图摘录自范例电路中的变压器T1部分。变压器T1除了输入的初级绕组Np和输出的次级绕组Ns外，还包含IC1产生VCC电压的线圈Nd在内。 变压器T1的设计步骤 设计变压器T1时的步骤所示如下。依下列顺序计算出数值，并导出下表变压器的参数。绕组和流动电流的记号，请参照右下方的变压器简略图。 ①反激式电压VOR的设定 ②次级绕组电感值Ls、二次侧的最大电流Ispk的计算 ③初级绕组电感值Lp、一次侧的最大电流Ippk的计算 ④变压器尺寸的决定 ⑤初级绕组数Np的计算 ⑥次级绕组数Ns的计算 ⑦VCC绕组数Nd的计算 作为变压器T1参数导出值 铁芯 尺寸 Lp 电感值 Np 匝数 Ns 匝数 Nd 匝数 ① 反激式电压VOR的设定 反激式电压VOR数值是VO（二次侧Vout加上二次侧二极管D6的VF）乘上变压器的匝数比Np：Ns。设定该反激电压VOR，来决定匝数比Np：Ns及Duty比值。基本公式和示例如下。 例如，匝数比Np：Ns为5.385、Duty(max)将是0.424。根据经验法则，Duty（max）以低于0.5较佳。如果，计算后Duty超过0.5时，请调整VOR。 如果从反激式转换器的工作原理来看，为了让施加在初级绕组的开关用晶体管Vds，也就是VIN+VOR更加明确，而从设定反激式电压VOR开始。另外，一开始也能够采用例如先设定最大Duty比等其他方法。 关于反激式电路的工作和各电压的详细，请参考“反激式转换器的基本电路和特征”的“PWM控制反激式转换器的工作（连续模式）”等项目。 ② 次级绕组电感值Ls、二次侧的最大电流Ispk的计算 接着，计算次级绕组电感值Ls和二次侧的最大电流Ispk。以下公式成立在本范例电路为不连续模式这种条件下，相等时刻即是临界点（连续模式和不连续模式的分歧点）。负载电流达到Iomax时也为临界点。 考虑过负载保护点的余量，最大负载电流是Iout的1.2倍。Iout规格为3A，因此Iomax设定为3.6A。Vout=的规格为12V，VF和Duty使用经由公式①计算出来的数值。 经由上述公式，计算次级绕组电感值Ls=8.6μH，以及二次侧的最大电流Ispk=12.5A。另外，也提供一次侧电流波形和二次侧电流波供各位参考。 ③ 初级绕组电感值Lp、一次侧的最大电流Ippk的计算 依照以下的公式，代人上述的计算结果，计算出初级绕组电感值Lp和一次侧的最大电流Ippk。 在这里，计算出来的Lp将作为变压器T1的参数导出值之一。 ④ 变压器尺寸的决定 变压器铁芯的尺寸是根据输出功率Po（W）来决定。反激式转换器一般输出功率，和铁芯尺寸之间的关联性如下表所示。在本设计范例中Po=36W，因此铁芯尺寸选择EER28。 输出功率Po(W) 铁芯尺寸 铁芯断面积Ae（mm2） ～ 30 EI25/EE25 41 ～ 60 EI28/EE28/EER28 84 ※上述数值为大略标准。详细内容请向变压器厂商确认。 ⑤ 初级绕组数Np的计算 初级绕组数Np最初的磁通密度必须设定在容许范围内。请依照下列公式计算。一般的铁氧体铁芯磁通密度B(T)的最大值为0.4T@100℃，所以Bsat=0.35T，代入Lp和Ippk计算初级绕组数Np。 其次，为了避免引起磁饱和现象，根据AL-Value-NI特性来设定Np。此时，必须要满足Bsat的条件计算公式。 AL-Value=280nH/turns2时 对此，Lp为249μH且绕30圈时，AL-Value为249μH/302≒276.7nH/turns2。 经由下方公式计算出NI值。 因为已经算出AL-Value和NI，因此可以从EER28铁芯尺寸的AL-Value-NI特性图，确认未超出容许范围。如果超出范围就必须调整Np。 ⑥ 次级绕组数Ns的计算 在计算初级绕组之后，继续计算次级绕组数Ns。先前已经算出初级绕组Np为34圈，Np：Ns为5:1，将这些数值代入下列公式内。 ⑦ VCC绕组数Nd的计算 最后计算IC1产生VCC的绕组的匝数。 VCC为15V，从绕组开始经由二极管D6转换成二极管的VF，且VF_vcc为1V时， 因而，计算决定变压器的规格的数值。最初加入依照规格表计算出来的数值后，再根据该规格来设计构造。 铁芯 JFE MB3 EER28.5A 或兼容产品 Lp 249 μH Np 30 圈 Ns 6 圈 Nd 8 圈 整篇读起来会觉得公式非常多，但其实已经算是较为简单的公式，请各位务必试着计算看看。决定大略规格后，可以在获得IC制造厂和变压器厂商协助之下，继续设计变压器。 （2）变压器设计（构造设计）－其1 在计算前项的数值后，接着进入变压器T1的构造设计的阶段。对平时只设计电子部件的人们来说，组合铁芯和骨架、绕组，且必须具备经验法则的变压器设计，简直就像是异世界一样。而且，变压器是电源设计，尤其是AC/DC转换器、绝缘转换器非常重要的部件，因此至少要理解其步骤和进行讨论。 变压器T1的构造设计依照以下的步骤进行。 ①骨架选定 ②有效绕线槽的确认 ③决定绕组构造 ④沿面距离和绝缘胶带 ⑤线材的选定 ⑥接线图、层构造、绕组规格 ⑦决定变压器规格 本项“其1”将说明①～④，下一项“其2”将说明⑤～⑦。 ① 骨架的选定 骨架如图所示，分成立式、卧式（视铁芯尺寸而定，只能选择其中一种）。依照高度和安装面积来选定使用哪一种。 铁芯 JFE MB3 EER28.5A或兼容产品 Lp 249 μH Np 30 圈 Ns 6 圈 Nd 8 圈 此外，引脚数也是考虑因素之一。表格内是利用计算数值项目所计算出来的匝数。只能选择绕组匝数的引脚数。 ② 有效绕线槽的确认 其次，从骨架的规格计算有效的绕线槽。红色箭头所指的图片斜线部分，是实际上能够卷绕组的区域。这个区域会因骨架而异，因此请使用骨架的图纸仔细确认。 照片是实物，红色箭头部分为有效绕线槽。此次选择的铁芯、JFE EER28.5为J＝16.6mm、H＝4mm。 ③ 决定绕组构造 绕组构造对变压器的特性影响很大。这里介绍2中构造。 ＜简单构造＞ 层数少 → 有成本优势 结合度差 → 浪涌电压上升、损耗増加 骨架引脚数 → 较少 ＜夹心绕组构造＞ 层数少 → 注意各绕组的厚度 结合度优异→ 浪涌电压降低、损耗减少 骨架引脚数 → 较多 左侧是最为简单的构造。层数少具有成本优势，但各绕组只有1层，匝数多达34圈的Np绕组一层绕不下，绕2层或3层结合度变差。 引脚数单侧4个即可。该构造适用于输出功率小，以及限制骨架引脚数单侧4个时。 右侧是称为夹心绕组构造。本构造利用初级绕组Np1和Np2包夹其他绕组，提升初级绕组和其他绕组的结合度。但是，层数增加，绕线槽的厚度随之增加，骨架的引脚数最低单侧5个。 关于绕组构造没有标准答案。增加其他特性时，应该花费一些时间试作，实际演练，在实际基板布局中与其他部件构成电路，边确认特性，边根据规格找出优化的构造。 ④ 沿面距离和绝缘胶带 考虑到符合安全规范，必须根据变压器一次侧-二次侧之间的沿面距离，确保绝缘。沿面距离根据工作电压、使用环境污染程度、使用材料组来决定。使用绝缘胶带也是确保沿面距离的方法之一。 在变压器T1符合安全规范IEC60950的前提下，算出下述条件的沿面距离。 工作电压：300V 污染程度：2 材料组：Ⅲa（CTI<400） 符合IEC60950的必要最低沿面距离 基础绝缘：3.2mm 加强绝缘：6.4mm（基础绝缘×2） ←此次设计采用加强绝缘 ※本次设计的输入电压为约270V，因此能从规范区段的250V和300V的值进行线性插补。 从250V：2.5mm、300V:3.2mm 270V变成2.78mm，取整数为3mm。 加强绝缘为2倍的6mm。 ※使用立式骨架时，上部并无延长线，因此沿面距离可以为1/2，3mm即可。 多个规格相关术语，在此仅概略述说一下。详细内容请确认规格书等。 沿面距离由污染度和CTI值决定。 污染度（Pollution Degree）以使用设备时，空气中灰尘等污染的状況来分，共分成1～4程度。 污染度1：无污染或只产生干燥、无法导电的污染。此种污染无任何影响。无尘室等场所内干净的空气。 污染度2：只产生一般、无法导电的污染。但是，可以预期能因为冷凝而暂时导电。控制箱内的电子设备，以及使用家电、事务机的场所。 污染度3：会产生具导电性的污染，可以预期能因为冷凝而能够导电的干燥、非导电性污染。一般工厂内的环境。 污染度4：污染为具导电性的尘埃，或者会因为雨、雪等而持续导电的物质。例如室外等的环境。 CTI（Comparative Tracking Index）相对漏电起痕指数 氯化铵0.1％的溶液以30s的速度滴1滴、滴50滴后，都不会出现痕迹的最大电压即为CTI值。 根据CTI值来区分成形材料（IEC 60664-1） 材料组Ⅰ：CTI600以上 材料组Ⅱ：CTI400以上600以下 材料组Ⅲa：CTI175以上400以下 材料组Ⅲb：CTI100以上175以下 ※Ⅲa的骨架材料是指通用的PM9820/住友胶木（苯酚）且 CTI < 400 请接续看“绝缘型反激式转换器电路设计：变压器设计（构造设计）其2”。 （3）变压器设计（构造设计）－其2 变压器T1的构造设计“其2”。其1已经说明了下述的步骤的内①～④。其2是关于⑤～⑦的说明。 其1 ①骨架选定 ②有效绕线槽的确认 ③决定绕组构造 ④沿面距离和绝缘胶带 其2 ⑤线材的选定 ⑥接线图、层构造、绕组规格 ⑦决定变压器规格 ⑤ 线材的选定 关于绕组的线材一般使用UEW（聚胺酯漆包铜线）、PEW（聚酯漆包铜线）等，但小型变压器等无法取得沿面距离时，就会利用3层绝缘线。 卷绕宽度够时能提高结合度，因此选择卷绕宽度大的线径。 线径越细，寄生电容值愈小，邻近效应、趋肤效应的影响随之变小，但电流密度变大。基本上线径选定为4～8A/mm2左右。 以下为电流密度的计算示例。这里使用“变压器设计（数值计算）”的②和③的计算结果。 根据最大占空比Duty (max)=0.424，一次侧的最大電流 Ippk＝2.32A，二次侧的最大電流 Ispk＝12.5A，得出一次侧的有效值Iprms和二次侧的有效值Isrms如下： 在这里，当电流密度为6A/mm2时，线径可通过以下公式求得： 由于二次绕组在本例中为2层×2并列，共4匝，因此： ※计算未考虑邻近效应、趋肤效应在内。 计算所选线径的电流密度，并确认目标值在4～8A/mm2范围内。 另外，计算未考虑邻近效应、趋肤效应在内。邻近效应是指电流经过周围导线后，因而受到励磁的磁场的影响，造成导线内电流无法均一的现象。趋肤效应是在高频率之下，电流集中在导线外围的现象。 关于绕组构造请参照“变压器设计（构造设计）－其1”的“③ 决定绕组构造”的夹心绕组构造以及下面的“⑥ 接线图、层构造、绕组规格”。 如果线径不适合但又想改善特性时，可以使用利兹线效果更好。利兹线是多条线材绞合在一起而成的，可通过细线降低趋肤效应等造成的影响，而使用多条线材也可以增加截面积。 最后确认变压器温度上升状况，必要时加以调整。 ⑥ 接线图、层构造、绕组规格 将接线及层构造绘制成图。关于绕组规格可以先制成表格。在委托试制变压器时，必须将这几个部分加入设计图内。 接线图（下方左侧）标示在电源电路中哪一个引脚和哪一个信号相连接。接线会对PCB布局造成影响，因此必须仔细观看PCB的设计后再设定。 层构造图（下方右侧）展示了已决定好的构造。此次重视特性，再加上希望提升结合度，因此选择夹心绕组构造。 绕组规格：如同前述，选择卷绕宽度足够的线径。此外，也确认绕线槽的厚度、方向是否位在容许范围内。 ⑦ 决定变压器规格 根据数值计算进行构造设计，最后决定变压器规格。 必要信息有， 接线 构造 铁芯、骨架的指定 电感值、匝数、线径 绝缘性能、组装指示 等。 实际试作变压器时，如果能够提供这些信息，大部分变压器厂商应该都能够进行试作。有些变压器厂商也可以用更简单的规格，例如输入输出电压、频率程度等来进行试作。至于应该要具体实现规格至哪一种程度，就要询问变压器厂商了。 （4）主要部件的选定－MOSFET相关 其1 变压器的设计结束，接下来是开关元件，本节说明MOSFET Q1的选定和相关电路构成。 最初，根据开关电压或电流等来选定MOSFET Q1。对此，本稿将说明“主要部件的选定－MOSFET相关 其1”。 接着决定调整MOSFET栅极驱动的电路、二极管 D4、电阻R5、R6，而且，决定限流和斜率补偿上必要的电流检测电阻R8。这部分将在“主要部件的选定－MOSFET相关 其2”中说明。 先说明此部分电路如何说明。以D4、R5、R6调整从IC的OUT（PWM输出）端输出的信号，让MOSFET Q1能够正确工作，然后再驱动MOSFET的栅极。MOSFET Q1开/关经过整流且流向变压器 T1一次侧的高电压，将其电能传送至二次侧。Q1在ON时Ids流动，但因为并非无限制流动，是故利用R8检测电流并加以限制。请参照“绝缘型反激式转换器电路设计”项中的整体电路内容。 MOSFET Q1的选定 首先，要先理解只有纸上谈兵是难以进行MOSFET的选定，但仍然必须依赖过往的经验法则。而且，最后实机确认必须降额至哪个程度后，再来决定MOSFET。 MOSFET的选定时，基本的探讨事项有以下几个。 最大漏极－源极间电压（Vds） 峰值电流 导通电阻（Ron）的损耗 封装最大容许损耗（Pd） 未曾有过相关经验法则时，将没有任何根据帮助自己做出选择，此时可以考虑Vds和Ids。 ① Vds(max) 可经由下列公式算计Vds(max)。 Vds(max) = Vin(max)+VOR+Vspike =264V×1.41＋(12V＋1V)×30/6＋Vspike＝437V＋Vspike* VOR：VO＝Vout＋VF乘上变压器的匝数比Np：Ns参照“变压器设计（数值计算）”。 Vin(max）：可支持最大AC电压峰值（264V×√2） Vspike：峰波电压 *不容易计算Vspike，因此本例题中，在增加缓冲电路的前提下，根据经验法则决定为400V。 ② Ids Ids以选定Ippk×2左右的元件为标准。根据“变压器设计（数值计算）”Ippk＝2.32A Ids＝2.32×2＝4.64A 根据上述结果，选定Vds(max)达800V左右、Ids达5A左右的MOSFET。例题的电路选定ROHM的R8005ANX（800V、5A）。此外，该MOSFET的导通电阻 1.6Ω，封装则是TO-220F。 再来，实际使用上述的MOSFET，在电路测量Vds、Ids和发热状况，确认降额足够。输入电压低时，MOSFET的ON时间会变长，因导通电阻Ron损耗发热增大，特别是采用国际通用规格输入（AC85V～AC264V）时更是必须多加注意。必要时加装散热器作为散热对策。 视MOSFET的厂商而定，提出损耗的测量方法或进行确认的方法。以下示例仅供参考。 从摘录网站画面中的①开始，操作鼠标依序点击后，就可以阅览计算元件温度和判定能否使用的方法。对于实机操作时的确认作业应该有所帮助。 因而，最终选定MOSFET。到此，至于栅极驱动调整电路和电流检测电阻将在“主要部件的选定－MOSFET相关 其2”中说明。 （5）主要部件的选定－MOSFET相关 其2 在“主要部件的选定－MOSFET相关 其1”中选定MOSFET Q1，接下来将建构MOSFET外围的电路。 首先，来重温电路工作。以D4、R5、R6调整从IC的OUT（PWM输出）端输出的信号，让MOSFET Q1能够正确工作，然后再驱动MOSFET的栅极。MOSFET Q1开/关经过整流且流向变压器 T1一次侧的高电压，将其电能传送至二次侧。Q1在ON时Ids流动，但因为并非无限制流动，是故利用R8检测电流并加以限制。 首先，本稿决定调整MOSFET栅极驱动的电路、二极管 D4、电阻R5、R6，其次，决定限流和斜率补偿上必要的电流检测电阻R8。 MOSFET 栅极电路 R5、R6、D4 为了驱动MOSFET，从电源IC的PWM输出的输出信号，但如果直接和MOSFET的栅极相接，反而无法获得最佳工作状态，必须配合电路和要求的特性进行调整。具体来说，就是将MOSFET的开关损耗和噪声优化。 分别调整MOSFET的ON和OFF的速度，在开关损耗和开关噪声的妥协点工作。所谓妥协点，正是因为开关损耗和开关噪声互呈反比所形成的。提升开关速度后，开关损耗将减少。然而，开关速度变快时，电流会急剧发生变化，造成开关噪声变大。 栅极电路的常量是难以经由事先决定的公式计算出来。因此，从电源IC技术规格的电路图上，所标示的数值开始，最后再实机工作看看，确认MOSFET温度上升是否位在容许范围内，也就是检查开关损耗。此外，还要进行开关噪声的测量，确认其在适当的范围。 MOSFET ON时的速度用R5和R6进行调整 MOSFET OFF时的清电荷用二极管D4，以R5进行调整 选择工作电流模式的不连续模式后，MOSFET ON时基本上不会发生开关损耗，而OFF时损耗则可控制的。为减轻MOSFET OFF时的开关损耗，缩小R5且提升OFF速度，但电流急剧变化，造成开关噪声变大。此次范例电路中提出了下列几项。 R5＝22Ω 0.25W、R6＝150Ω、D4：RB160L-60 （肖特基二极管 60V/1A） 为了在MOSFET OFF时，高速消除栅极电荷，而使用了二极管 D4。损耗变小且高速，因此选择肖特基势垒二极管。 作为注意事项，由于脉冲电流会流过R5，因此请确认使用的电阻能承受脉冲电流。 电流检测电阻 R8 和MOSFET源极相接的电阻中，源极端和电源IC的CS引脚相接，另一端则是和GND相接。MOSFET OFF时，利用流向R8的电流所产生电压下降现象，驱动CS引脚。就功能而言，拥有限制流向一次侧的电流、在针对输出过负载的保护、控制电流模式的斜率补偿3个功能。CS引脚的详细内容请参照电源IC BM1P061FJ的技术规格。 由于拥有多种功能，因此有时会因为变压器一次侧的电感，以及输入电压而受到限制，经由下列公式计算出R8。Ippk或Duty则是在“变压器设计（数值计算）”来计算。Vcs根据BM1P061FJ的CS引脚电压的规格计算为0.4V。 计算结果R8为0.2Ω。 此外，经由下列公式计算出检测电阻R8的损耗P_R8。 考虑计算结果和耐脉冲电流，选择能承受1W以上的容许电阻。就算功率额定值相同，也可能因为电阻构造等，而改变耐脉冲电流特性，因此必须向所用电阻厂商确认。 因而，本节决定了MOSFET四周部件的常量。在计算公式之外，再根据经验法则和实机确认等，或许仍无法完全了解，而电源设计上却存在许多这类的情况。 （6）主要部件的选定－CIN和缓冲 本节将说明输入配置的输入电容器C1和缓冲电路。 这里所提到的输入，是指二极管桥式整流AC电压后，再转换成DC高电压。如同下方电路图，输入电容器C1和缓冲电路R4 、C3 、D3，是变压器T1的一次电压线和桥式二极管的整流电压相接。 全体电路可以操作鼠标，点击“绝缘型反激式转换器电路设计”的全体电路图后，开启新窗口放大电路图。 输入电容器 C1 输入电容器CIN和C1 450V/100μF相接。该电容器主要工作有2个，会在输入电压瞬间降低、关断时发挥功效。 第1个作用发生在AC输入瞬断时。在输入电压全无时，经由充电至C1的电荷，于短时间内供应功率。第2个作用为开关用晶体管MOSFET，非常快速地ON/OFF大电流时，如果输入的响应跟不上或输入阻抗高时，造成输入电压短时间下降，将经由C1补足电压。不论何者，当输入电压低于必要电压时，理所当然输出电压会发生异常，造成供电电路的工作出现问题。虽非完全解决，但C1至少能减轻此类问题。 以下表所示的数值为基准，决定输入电容器 C1的电容值。将设计规格数值代入公式内，计算出Pout： Pout＝12V×3A＝36W C1＝2×36W＝72μF ⇒为100μF。 输入电压（VAC） CIN（μF） 85-264 2×Pout(W) 180-264 1×Pout(W) 上方表格的系数是以全波整流时为标准。会因为条件不同，瞬断时的输入保持时间等规格，而必须调整电容器。 C1耐压以输入AC电压的峰值为基准。为264VAC时： 264V×√2＝264×1.41＝372V ⇒ 400V以上。 因此C1选择100μF、450V。就电容器的种类而言，几乎都是使用电解电容器。 缓冲电路 R4 、C3 、D3 和电路图输入线路、MOSFET相接的电阻R4、电容器C3 、二极管D3，组成所谓的缓冲电路。 反激方式中，由于变压器铁芯间有间距，会造成磁漏现象，产生漏电感。开关电流同样会流过此漏电感并蓄积电能，但因未与其他线圈结合，因此不会移转功率并产生浪涌电压电压，施加在MOSFET的漏极-源极之间。产生的浪涌电压超过MOSFET耐压值时，可能会造成MOSFET遭到破坏。为了防止MOSFET遭到破坏而设定插入缓冲电路，以抑制浪涌电压。关于缓冲电路的详细内容请参照“绝缘型反激式转换器的基础：反激式转换器的工作和缓冲”的项目。 建立缓冲电路时，将依1）箝位电压和箝位纹波电压、2）R4 、3）C3、4）D3的顺序决定好。 1）箝位电压（Vclamp）、箝位纹波电压（Vripple）的决定 箝位电压如同其名，是强行压制浪涌箝位电压。考虑MOSFET的耐压的余量做出决定。选定MOSFET为800V耐压品。余量为20%。箝位纹波电压（Vripple）则是根据经验法测，预估50V左右。 Vclamp＝800V×0.8＝640V Vripple＝50V 2）R4的决定 经由下列公式决定R4。 漏电感值Lleak为一次电感值Lp的10%时： Lleak＝Lp×10%＝249μH×10%＝25μH 将变压器设计等阶段所算出的各项数值代入公式内： R4必须比该数值小，所以R4＝75kΩ 。 决定R4的数值为75kΩ，所以R4的损耗设定为P_R4。能够经由下列公式计算P_R4。 3）C3的决定 经由下列公式算出C3。 根据施加在C3的电压算出耐压为： 640V－264×1.41＝268V ⇒ 取余量，为400V以上 4) D3的决定 二极管必须具备高速特性，因此使用快速恢复二极管。耐压选择MOSFET的Vds（max）以上的电压。电路图则是选择800V的规格品。 因而，决定好了缓冲电路的电阻R4、电容器C3 、二极管D3。最后，由于浪涌电压除了变压器的漏电感值外，也会对基板配线的寄生电感值的造成影响，因此组装在基板上的状态，确认Vds电压，并在必要时调整缓冲电路。 缓冲电路是反激式转换器中，非常基本且必要的电路，因此请重复实机确认、评估等，借此理解其工作原理和效果。 （7）主要部件的选定－输出整流器和Cout 本节将说明配置在变压器T1二次侧上的整流用二极管D6、输出电容器（Cout）C7和C8。 首先，先简单说明此部分如何工作。在变压器T1的二次侧上，一次侧MOSFET开关（ON/OFF）所产生的电能，穿过绝缘势垒层传送。由于AC电压重复ON/OFF，为了能转换成必要的DC电压，因此经由1个二极管D6进行二极管整流，成功转换成DC。整流后的电压由于存在着纹波，所以使用输出电容器C7、C8平滑纹波，转换成纹波小的DC电压。 就整体电流的流向而言，如同在“绝缘型反激式转换器的基础：开关AC/DC转换”项目中所说明般，来自于AC电源的输入电压经由桥式二极管整流，暂时转换成DC电压。而该DC电压再经由开关电源IC所控制的MOSFET，只切分（斩波）出必要的功率，成为AC电压，接着经由整流该输出段和平滑电路，转换成想要的DC电，本设计中则是转换成12VDC。关于整体电路请参照“绝缘型反激式转换器电路设计”项目。 输出整流二极管 D6 如同上述，D6整流变压器T1二次侧所产生的AC电压，再转换成DC输出。就像电路图所示般，和采用二极管整流（异步）方式的DC/DC转换器相同。不同的部分只有一次侧的DC电压，为数百伏特的高电压。 输出整流二极管，为了降低损耗，使用高速二极管（肖特基二极管、快速恢复二极管）。如果使用一般的二极管，就无法获得想要的电源性能，最糟时还可能因为发热造成破坏。基本上，和二极管整流DC/DC转换器选择二极管的方式相同。 考虑余量，选定87V÷0.7＝124V ⇒ 200V规格品 二极管的损耗（概算值）为： Pd＝VF×Iout＝1V×3A＝3W 一般的推荐使用电压余量的70%以下、电流的50%以下。在示例电路中，使用ROHM的快速恢复二极管 RF1001T2D（200V 10A、TO-220F封装）。 最后，在组装到电路状态，确认温度上升状况，必要时重新探讨部件，并加装散热片帮助散热。 输出电容器（Cout） C7 、C8 输出电容器除了整流平滑电压纹波，也能负载电流瞬态増加时维持电路稳定。 一次侧的MOSFET ON的时，电流流过二极管D6（OFF），输出电容器供给电流至负载。MOSFET OFF时，二极管D6导通（ON），输出电容器C7和C8充电并供应电流至负载。 输出电容器根据被供电设备可容许峰-峰纹波电压（ΔVpp）和纹波电流（Is(rms)）来决定。 一般规定开关电源用电解电容器（低阻抗品）的阻抗为100kHz，所以 也就是说，200mVpp的纹波电压容许值时，必须选择阻抗为0.01Ω以下的电容器。 接着，算出纹波电流，并根据该纹波电流数值探讨电容器额定纹波电流值。 耐压以输出电压2倍为标准。 Vout×2＝12V×2＝24V ⇒ 25V以上 示例电路中并联2个开关电源用低阻抗型35V 1000μF的电容器。 输出电容器一般使用电解电容器。电解电容器属于寿命有限的部件，纹波电流流过越多寿命越短。相关寿命由电容器厂商告知计算方法和规定，请向电容器厂商确认。 关于输出纹波电压及纹波电流，必须在实际的电路确认。 （8）主要部件的选定－IC的VCC相关 本项目将说明本设计所采用的开关电源用控制IC BM1P061FJ，其产生电源电压VCC的电路，也就是二极管D5和电容器C2，以及浪涌限制用电阻R9。 首先，说明建立电路的目的和如何工作。基本上，不论是哪一种IC，都必须利用电源让本身工作。许多电源IC将输入电压当作自我电源使用。但是，大部分施加在IC电源引脚上的电源，几乎都是DC电压，一般会选择电压40VDC以下，特殊高耐压规格品可达60～80VDC。 本AC/DC转换器的设计上，输入容许规格为85～264VAC，因此一次侧的整流电压为400VDC以上，但无法直接作为电源IC的电源电压使用。因此，必须通过输入电压，产生适合作为电源IC电源电压使用的电压。本设计中，是以变压器的参考线圈（Nd）产生电源IC的电源。 接下来将使用本稿内的称呼。电源IC的电源称为VCC，产生VCC的辅助绕组称为VCC绕组Nd。VCC绕组Nd设定可产生15VDC的匝数。（Nd的规格请参照“变压器设计（数值计算）”的项目。）　另一方面，规定电源IC的VCC最大额定为-0.3～30.0 VDC、工作范围为8.9～26.0VDC。VCC绕组Nd所产生的VCC必须以15V为目标值，且控制在不超过工作范围下。 VCC是由VCC绕组Nd、整流用二极管D5、平滑及稳定用的电容器C2、浪涌电压限制用电阻R9所产生。电路是和输出二次侧相同的二极管整流电路。 VCC生成用整流二极管D5及平滑用电容器C2 如前述，二极管D5和电容器C2将VCC绕组Nd开关（斩波）生成的电压转换成DC。基本上可以利用这2个部件，产生VCC用的DC电压。 二极管D5适合使用高速型的二极管。二极管的耐压根据施加到D5上的电压Vdr计算。 余量为128.2V/0.7＝183V，选择耐压200V的快速恢复二极管。 电路所示二极管为 RF05VA2S，200V耐压、平均整流电流为0.5A的快速恢复二极管。 D5所整流的DC电压，当然会包含较大的纹波在内，因此接上电容器C2进行平滑。此外，C2也具有稳定供应电源IC的VCC所必要的电流的作用。 与此工作不同，和电源IC的VH引脚（VH引脚将于后文再说明）相接的R1都是决定电源接通时IC的启动时间（软启动）。这是IC本身固有的，与VCC用的电容器共享设定启动时间用的电容器，能减少部件数量。因此，C2的容值必须能够满足平滑/稳定化，以及启动时间这2个要求才行。电源IC的技术规格提供与电容器、启动时间相关的图表，帮助做出选择。 电容器C2：　2.2μF以上、50V耐压 本设计根据经验法则必须达2.2μF以上，而选择了10μF。也利用图表计算出启动时间。耐压原则上施加到VCC的电压值不超过30V，但考虑余量可使到50V的规格品。 VCC绕组用浪涌电压限制电阻R9 因变压器的漏电感（Lleak）的关系，当MOSFET从ON至OFF的瞬间，将产生大的浪涌电压（峰波噪声）。本浪涌电压是由VCC绕组所引起，VCC电压上升后，将设想启动IC的VCC过电压保护。为了减轻VCC绕组所引起的浪涌电压，串联插入限制电阻R9。R9以5～22Ω较为适当，请利用实机确认、调整VCC电压的上升。 因而，构成电路生成作为电源IC的电源的VCC。IC的VCC额定值为30V，包含浪涌电压在内，不可以超过额定值。和DC/DC转换器不同在于输入电压高，而必须确实加以检验。 （9）主要部件的选定－IC的设定、其他 在这里，进行说明本设计所使用的开关电源用控制IC BM1P061FJ的设定用部件的选定。AC/DC转换器的电路中，除了作为电源电路的基本部件的桥式二极管和变压器等之外，还必须装设可以设定电源IC的保护功能启动等级或限流值等的部件。前文已经说明了其中几项部件，接下来将说明剩下的主要部件。 VH引脚电阻　R1 VH引脚是指IC搭载的启动电路（Starter）的电源引脚，引脚耐压值为650V。输入AC电源后，从输入滤波器发出，经由二极管D1和D2整流的电压，通过R1施加在VH引脚上，以使IC内部的启动电路工作。如此一来，IC在开始开关后，获得输出的反馈，加入常态工作内。启动电路最多只是用来启动，不必加入常态工作内，在启动后将处于闲置状态。建立好该电路后，就能够非常高速且确实启动，启动后处于闲置状态，能降低功耗。类似IC也不具备此项功能。 VH引脚的流入电流能够与构成IC的VCC电路的C2共同设定启动时间功能（请参考“主要部件的选定-IC的VCC相关”）。VH引脚的流入电流是指技术规格中规定的“启动电流1”、“启动电流2”、“OFF电流”，最大值为5mA。 VH引脚电阻R1，参考上述要件，和VH引脚会在GND短路时启动保护（限流），来决定其常量。具体来说，根据施加在VH上的电压（85～264VAC×√2）和VH引脚必须使用5mA短路时的限流，其值为5kΩ～60kΩ。本电路选择10kΩ。 作为注意事项，R1可容许高电压（85～264VAC×√2）和电阻值×电流的功率。 AC启动/停止电压设定 R2、R3 本电源IC搭载可在输入AC电压低时停止动作的“欠压保护功能”。启动及停止电压由ACMONI引脚设定。 ACMONI引脚具有判定电压的阈值，其标准值为上升时1.0V、下降时0.7V。输入电压和VH引脚相同，从AC输入滤波器发出，经由二极管D1和D2进行整流，为AC输入电压×√2的DC电压。接着，再经由R2和R3进行分压，输入ACMONI引脚，并检测AC输入电压。以下为计算公式示例。 包含经验法则在内，将开始启动电压设为72VAC、AC电压下降时停止工作电压设为50VAC后进行计算，R2＝3.9MΩ、R3＝39kΩ。 此外，也能够不使用该功能，此时，将决定让ACMONI引脚的电压时常保持在1V～5V间的电阻值。 其他部件 C5：ACMONI引脚的降低噪声用电容器 把噪声旁路，稳定启动/停止电压。 C4：FB引脚的稳定用电容器 稳定FB引脚电压。推荐1000pF～0.01μF左右。 R10、C6：CS引脚的噪声对策 无法用消隐功能吸收噪声时，增加RC滤波器。无需滤波器时，推荐插入R10（1kΩ左右）作为浪涌对策。 R14、R15、R16：输出电压设定电阻 输出电压按下列公式设定。 ※ 分流稳压器U2：Vref＝2.495V（typ） C9、R13：相位补偿电路 调整反馈环路相位的电路。 C9＝0.1μF、R13＝10k～30kΩ左右，确认实机响应而判断。 R11：光耦合器的限流电阻 为1k～2kΩ。 R12：分流稳压器U2的阴极电流设定电阻 为U2 TL431时应确保1mA。 R12是指光耦合器的VF/1mA＝1V/1mA＝1kΩ。 （10）EMI对策及输出噪声对策 本项就电路上的噪声对策进行说明。开关电源的设计时，必须进行噪声的评估和对策。 首先略为重温与噪声相关的术语。 ・EMI（Electro Magnetic Interference）：电磁干扰 　电波和高频电磁波成为噪声，影响电子设备等，或是会造成影响的电磁波。 　－传导噪声：经由线缆和基板配线传导的噪声 差模（普通模式）噪声：发生在电源线之间，且传送方向和电流相同的噪声 共模噪声：透过金属外壳等，穿过游离电容等，回到信号源头的噪声 　－辐射噪声：释放到空气中的噪声 ・EMS（Electro Magnetic Susceptibility）：电磁抗扰性 指即使受到电磁波的妨碍、干扰（EMI：传导噪声及辐射噪声）也不会出现损坏的能力、耐受度。 ・EMC（Electro Magnetic Compatibility）：电磁兼容性 EMI＋EMS。辐射（Emission：放出）对策和抗扰性（Immunity：耐性）的兼容对策。 EMI从路径来看，分成传导噪声和辐射噪声，传导噪声根据传导方式，又可以再细分成差动模式噪声和共模噪声。粗略概述以掌握此类最基本的知识。 EMI对策 开关电源电路的EMI会影响其他电路及，所以必须实施EMI对策。基本上，在大电流开关节点和线路，增加整合阻抗和具备旁路/过滤功能的电容器、电阻/电容器电路。 1) C12、R17：输出整流二极管增加RC缓冲电路 和输入缓冲相同，降低ON/OFF时产生的峰波。关于输入缓冲请参照这里。C12选择500V 1000pF、R17选择10Ω 1W左右。 2) C10：一次侧和二次侧间增加Y-电容器 称为Y-电容器（Y-Capacitor）的电容器，增加在一次侧和二次侧的接地之间。对此，经由绝缘变压器的绕组间电容器，是降低一次侧的开关噪声使二次侧产生的共模噪声的代表性方法之一。Y-电容器的额定电压必须和变压器的绝缘耐压同等。电容值选择2200pF左右。 3) C11：MOSFET Q1的漏极－源极间增加电容器 为降低起因于高速开关OFF时的浪涌，而在MOSFET的漏极－源极间增加电容器的方法。这也是缓冲电路的一种，但是，会增加损耗，因此必须注意温度上升状况。在这里，使用耐压1kV的10～100pF电容器。 上述的部件常量为开始时的参考值。必须先确认噪声造成的影响后再加以调整。 输出噪声对策 不用说，开关电源的输出电压上存在着取决于开关频率的纹波，以及高频谐波、电感和电容器所引起的噪声。当这些噪声造成困扰时，可以在输出增加LC滤波器有效解决该困扰。 以电感L为10μH、C10为10μF～100μF作为开始时标准值，仔细观察噪声后再加以调整。 以上是主要的噪声对策。不论何种方式，都必须测量噪声、确认噪声对设备造成哪些影响。规划测量环境和装置，是确实测量噪声上不可或缺的。无法定量测量值时，或许可以从设备的S/N等、性能层面，来掌握是否会造成影响。 这里提到的对策，属于适用在电源电路构造上的噪声对策。噪声的产生也和基板布局、部件配置、部件性能等有关系。视实际情况而定，将LC滤波器由简单的L型，升级成π型和T型，以及在电路基板上加必须的屏蔽等。 此外，视设备的规格而定，还必须符合例如国际无线电干扰特别委员会（CISPR）规范等噪声、设备相关规范。必须遵照规范规格，是最初设计时就必须谨记之要事。 本项以“绝缘型反激式转换器电路设计”为主题，作为电路设计的最后说明。接下来将进入“基板布局例”。 6. 基板布局例 完成电路图纸后，进入实际规划安装基板的布局阶段。本项将说明基板布局的示例、布局的原则或要点。 基板布局的要点 开关电源利用开关的ON/OFF来控制电压，但依然属于模拟电路。极端而言，虽然本身会发出高频噪声，但因拥有反馈环路，对噪声非常敏感。也就是说，开关电源电路的路径，必须考虑分成大电流ON/OFF后产生噪声的路径，以及对噪声非常敏感的控制信号路径。基板配线布局，大电流路径应避免产生噪声，控制信号路径应避免受到噪声影响。当然，这种噪声属于辐射噪声，也会对EMC造成影响，因此布局必须能极力避免产生噪声。 良好的布局要具备相当程度的经验。布局不当时，可能导致电源无法正常启动、整个系统的S/N恶化，最严重时可能破坏构成部件和电源IC。虽然属于非常依赖经验的作业，但大多数还是会提供只要利用电源IC的技术规格和增加数据，就能完成的基本的基板配线布局范例供用户参考。有的业者甚至提供光绘文件等能直接利用的数值等。 这些由经验丰富的工程师完成的最佳成果，值得多加利用。 以下为基板布局的示例和注意事项。 上图在部分简略的电路图纸上，标示大电流路径和控制信号路径。 红色线是大电流路径，是发生振铃或损耗主因，应尽量粗尽量缩短 此外，红色线的环路尽量缩小 二次侧的橙色线线和红色线相同尽量粗尽量缩短、环路尽量缩小 褐色线是是电流流向VCC引脚的路径，开关时流通电流，故须个别配线 变压器的正下方会受到磁通影响，不可经过IC控制信号线 红色线、褐色线、蓝色线、緑色线的GND应有一点接地 緑色线是二次侧的浪涌流向一次侧的路径，会瞬间流过大电流，因此在红色线和蓝色线之外个别配线 蓝色线是IC控制信号用GND线，不会流过大电流，但容易受到噪声影响，因此须在红色线、绿色线、褐色线之外另行配线 下图是考虑上述注意事项后的基板布局的例图。标示上图的红色、橙色、褐色环路范围。 下面照片是安装后的示意图。和上方电路有些不同，但使用同一个电源IC，部件构造也几乎相同。相对于图纸，能够看到实际物品为何。 实际的设计时，受可利用基板的长宽尺寸等物理、机械因素的影响，而不一定能设计出理想的布局。不过，如同前述，除了作为电源外，还会对整个系统造成不良影响的可能性。此外，虽说是试作基板，但大幅修正和重新设计没什么两样，因此尽可能在最初就做到最好，有助于节省之后的时间和费用。 电源设计时，先决定大略的系统规格，有不少是在项目最后才开始设计，无论如何，都希望能确实设计出容易调整、操作便利的系统。 7. 总结 本篇以“AC/DC PWM方式反激式转换器设计方法”为题，重温绝缘型反激式转换器的基础、说明设计步骤、规格决定、电源IC的选择以及实际的电路设计和基板布局等事宜，这里“总结”如下。 开关电源电路基本上属于模拟电路，其设计原则不变。但开关包含大电流ON/OFF的工作在内，因此设计时必须考虑高频谐波和EMI。 AC/DC转换器会使用到数百伏特的高电压，和传感器电路等不同，必须使用高耐压部件，因此设计者须具备绝缘和高耐压部件相关知识。 从绝缘电源的角度来看，必须设计变压器。虽然部件简单不复杂，但不适合没有操作经验的人员设计，是电源电路上基本且非常重要的部件。 决定部件常量时，会利用计算公式取得常量，或根据电路条件和过往经验，决定大略的数值。可惜的是包含决定余量的方法在内，根据经验法则做出决定终非正确做法，仍应该重复设计、试作、评估后再决定各项常量。 无论如何，由于它属于模拟电路，因此决定常量的方法大部分都是“大致上这样”，其中可能有无法同意的做法，但相对来说，也并非要常量完全吻合才能工作，在允许某一程度落差的组合中，或许只要调整至优化就可以取得协调。也就是说，由3位设计人员设计同一规格的电源，例如反激的基本构造或许一样，但细部却是三人三种。这可说是设计模拟电路、电源电路有趣的地方。 来源：techclass.rohm

应用于LED照明之单级高功因反激式转换器 Single-Stage High Power Factor Flyback for LED Lighting 摘要 本文说明单级高功因反激式转换器 (Flyback converter) 如何以少量的组件与简单的控制方式提高输入功率因数 (Power Factor, PF)，降低输入电流谐波。内容包括功率因数的定义、高功因反激式转换器动作原理、峰值电流控制 (Peak-current mode control) 与固定导通时间控制 (Constant on-time control)、输入电压前馈补偿 (Feed-forward compensation)、以及总谐波失真 (Total Harmonic Distortion, THD)优化。 一、前言 近年来，发光二极管 (Light-Emitting Diode, LED) 技术发展迅速，由于其具有发光效率高、长寿命与不含汞等优势，已经被视为下一代主要照明源。随着环保意识抬头，大家对于LED驱动器的要求不再只是点亮，对于节能的要求也愈来愈严格。美国能源之星 (Energy Star) 规定功率高于5W 的住宅照明驱动器之功率因数必须大于0.7，商业照明大于0.9。本文将探讨照明用 LED 驱动器如何以少量的组件与简单的控制方式提高输入功率因数，降低输入电流谐波，以达到规范要求，并且实现节能的目的。 二、功率因数 由于能源日益短缺，促使人们越來越重视电子装置的用电效率。传统的电源转换器大多使用二极管整流器与电解电容对输入电源进行整流，此种架构虽然简单，但由于输入电流严重非线性失真，造成低频谐波大量增加，导致功率因數低落。功率因数指实功率 (Real power) 与视在功率 (Apparent power) 间的比值，是衡量电力利用效率高低的指标。若功率因數低落，要产生相同功率输出时所需要的电流就会提高。当电流提高时，电路系统的能量损失就会增加，造成相关电力设备的容量也随之增加。电力公司为了反应较大容量设备及浪费能量的成本，一般会对功率因数较低的工商业用户以较高的电费费率来计算电费。 功率因数定义如下： 其中P代表实功率；S代表视在功率，是电压和电流均方根值 (RMS) 的乘积。纯电阻负载的视在功率等于实功率，其功率因数为1。 若负载是由电感、电容及电阻组成的线性负载，能量可能会在负载端及电源端往复流动，造成实功率下降。线性组件组成的电路，若电压是正弦波，其电流会是相同频率的弦波，而其视在功率与实功率的关系为 其中，θ 是电流和电压之间的相位角，功率因数等于此角的余弦 cosθ，也可以称为位移功率因数 (Displacement Power Factor, DPF)。 若负载中有电感、电容及电阻以外的组件(非线性负载)，会造成输入电流的波形扭曲。视在功率包括所有谐波成份，此时功率因数中不但有电压和电流之间的相位差导致的位移功率因数，也会有对应谐波成份的失真功率因数 (Distortion power factor)，其定义如下: THDi 为负载电流的总谐波失真。I1,rms 为电流的基频成份，而 Irms 为总电流，二者都以均方根值表示。上述定义假设电压仍维持正弦波，没有失真，此假设接近一般实际应用的情形。若将失真功率因数乘以位移功率因数，即可得到总功率因数，也可称为真功率因数，或直接简称为功率因数： 欧盟为了规范电子装置的功率因数，设置谐波的标准 EN61000-3-2。若要通过该规范，电子装置就必须具备功率因数修正 (Power Factor Correction, PFC) 技术。接下来将介绍应用于 LED 照明的高功因驱动电路。 三、高功因反激式转换器动作原理 LED照明灯具的功率通常低于100W，操作在临界导通模式 (Critical Conduction Mode, CRM) 或不连续导通模式 (Discontinuous Conduction Mode, DCM) 是比较合适的选择。在各种隔离型切换式转换器 (Isolated switching converter) 中，组件最少并且架构最简单的是反激式转换器。因此，LED 照明驱动器时常采用操作在 CRM 或 DCM 的反激式转换器，其基本电路图示于图一，而图二为其理想电流波形图。从伏-秒平衡原理，输出电压 VO 与输入电压 Vin 间的关系为： 其中，Don 为功率开关 Q1 的导通占空比， Doff 为输出二极管 DO 的导通占空比，如图二所示。 利用法拉第定理，可以推导出变压器 TX1 的激磁电感L的电流纹波如下： 由于工作在 CRM 或 DCM，电流在每个切换周期都会降为零，因此电流纹波大小等于电流峰值，如(7)式。 如果输入电压为正弦波，输入电压可以表示如下： 其中，ω = 2π • fL，fL 为输入电压频率 (50~60Hz)。假设控制功率开关导通时间 ton 为固定，则 也就是电感的峰值电流呈现与电压同相位的正弦波，其峰值为 IL,pk： 如果在桥式整流的前端有电磁干扰 (Electromagnetic Interference, EMI) 滤波器，通常这个滤波器为了要滤除高频的开关纹波与噪声，其等效差模 (Differential mode) 角频率将远低于功率开关 Q1 的切换频率，但高于输入电压的频率 fL。因此输入电流就是电感纹波的平均值。依三角形平均法，输入电流可表示如(11)式。 若是操作在 DCM，ts(t) 固定，控制芯片只要把 ton(t) 固定，就可以让输入电流 iin(t) 和输入电压 Vin(t) 同相，因此理论上其功率因数为1.0。 若是操作在 CRM，ts(t) 随 Vin(t) 变化，即使控制芯片把 ton(t)固定，iin(t) 和 Vin(t)仍非完全同相。因此理论上操作在 CRM 的反激式转换器 PF 和 THD 比操作在 DCM 略差。但操作在 CRM 时，峰值电流较低，并且 EMI 比较容易解决，因此操作在 DCM 和 CRM 的控制芯片都有人采用。 图一、反激式转换器电路图 (a) CRM (b) DCM 图二、反激式转换器理想电流波形图 图三、CRM反激式转换器理想电流波形图 图三为操作在 CRM 的反激式转换器理想电压电流波形图。假设功率因数等于1.0，输入电流的有效值可以表示成平均电流峰值的 。再利用功率关系，可推得(12)式 由(11)式可得 其中，ton,pk 为输入电压在峰值时的 ton，ts,pk 亦然。结合(10)，(12)，(13)式，ton,pk 表示如下 观察(14)式可得知，导通时间 ton会随输入电压、输入功率、电感 L 以及切换周期 ts 而变化。 四、峰值电流控制与固定导通时间控制 常见的两种 PFC 控制方式为峰值电流控制与固定导通时间控制，以下分别介绍之。 1.峰值电流控制： 欲实现峰值电流控制 PFC 必须检测输入电压，其功能方块图如图四所示。图四中的 VM 为市电输入经过桥式整流后的电压，VM 经电阻 RM1、RM2 分压后进入控制芯片。反馈信号 VFB 与参考电压 VREF 经过一个低带宽的转导放大器 (Operational Transconductance Amplifier, OTA)，得到电压 VCOMP，然后与 VMULT 相乘。反馈信号 VFB 可能来自输出电压分压、输出电流检测或原边控制 (Primary Side Control, PSR)。将转导放大器的带宽设计远低于输入电压频率，其输出 VCOMP 就会是纹波很小的直流电压。因此，乘法器 (Multiplier) 的输出VMO与VM成正比，也就是与输入电压成正比。当电感峰值电流的检测电压 CS 与乘法器的输出电压 VMO 相等时，将脉冲宽度调变 (Pulse Width Modulation, PWM) 信号重置为 OFF，截止功率开关 Q1，因此电感电流峰值将维持与输入电压同相的正弦波形，达到高功因的效果。 图四、峰值电流控制PFC功能方块图 2.固定导通时间控制： 固定导通时间控制 PFC 功能方块图如图五所示，内部包含了一个斜波发生器 (Ramp Generator)，而省略了成本较高且设计复杂的乘法器。架构简单的斜波发生器可以不需要检测输入电压，自行产生一个固定斜率 SRAMP 的电压斜波 VRAMP。当 VRAMP 等于 VCOMP 时，将 PWM 信号重置为 OFF，截止功率开关Q1。 VCOMP 的来源和峰值电流控制PFC相同，也是反馈信号 VFB 与参考电压 VREF 经过一个转导放大器的输出。同样地，将转导放大器的带宽设计远低于输入电压频率，其输出 VCOMP 就会是纹波很小的直流电压。若在一个市电周期之内，VCOMP 几乎维持不变，并且 VRAMP 的斜率 SRAMP 也是固定不变，则功率开关 Q1 的导通时间 ton 就会固定，如 (15) 式，因此电感电流峰值将维持与输入电压同相的正弦波形，达到高功因的效果。 然而 VCOMP 合适的操作范围受限于转导放大器的线性区间，一般的设计约为 0.8~4.2V。若斜率 SRAMP 由芯片内部固定，则导通时间 ton 也会受到限制。由 (14) 式可得知，在特定的输入电压与输入功率之下，导通时间 ton 与电感 L 相关，若 ton 受限则代表电感的选用也会受限。因此，有些控制芯片会设置一个 RAMP 脚位，让使用者外部连接电阻或电容来调整斜率 SRAMP，避免芯片的应用范围受限。 图五、固定导通时间控制PFC功能方块图 以上两种控制方式都可以操作在 CRM 或是 DCM。若操作在 CRM，控制芯片必须有零电流检测 (Zero Current Detection) 电路，当侦测到反激式转换器的二次侧电流降为零的时候，把功率开关 Q1 导通。若操作在 DCM，控制芯片必须有振荡器 (Oscillator)，在每一个固定周期 ts 将功率开关 Q1 导通。有些DCM控制芯片会设置一个 RT (或CT) 脚位，让使用者外部连接电阻或电容来调整周期 ts。 五、输入电压前馈补偿 采用固定导通时间控制 PFC，无论是否设置 RAMP 脚位让使用者调整斜波斜率 SRAMP，输入电压不同都会造成不同的 COMP 电压准位 VCOMP。在控制芯片中，时常以 VCOMP 判断负载的轻重状态，例如: VCOMP 低于某一个固定电压时，判断为轻载，此时可进入突发模式(Burst mode)以提升轻载效率。若是不同输入电压对应到不同的 VCOMP，则进入突发模式的负载状态也会不同，这样的控制比较不理想。立锜科技 (Richtek) 生产的 PFC 控制芯片 RT7300 与 RT7302 在固定导通时间控制中加入了输入电压前馈补偿，可以让输入电压不同时的VCOMP 不会有太大的变化。图六为具输入电压前馈补偿的固定导通时间 PFC 功能方块图。电压 Vset 经过转导放大器向电容 CRAMP 充电，直到 VRAMP 电压与控制电压 VCOMP 相等，这段时间就等于是固定的导通时间 ton。 其中，电容 CRAMP 与转导 GmRAMP 是由控制芯片内部设定，而 VCOMP 则由负反馈稳压得来。合并 (14) 式和 (16) 式， VCOMP 可以表示如下： 由 (17) 式得知，若 Vset 是控制芯片内部固定的常数，则 VCOMP 会与 Vin,rms 成反比。在图六中， VM 为市电输入经过桥式整流后的电压，控制芯片侦测 VM 经电阻 RM1、RM2 分压后的峰值 VMULT,pk，并乘以常数 k 做为 Vset。因此 Vset 可以表示如下： 將 (18) 式代入 (17) 式可得 因此，在系统参数固定之下，VCOMP 只随 Pin 变化，而不受输入电压影响，这就达到前馈补偿的效果。 图六、具输入电压前馈补偿的固定导通时间PFC功能方块图 六、总谐波失真优化 在先前的章节有提到，理论上操作在 CRM 的反激式转换器 PF 和 THD 比操作在 DCM 略差。本文提出一种总谐波失真优化电路 (THD optimizer)，能改善操作在 CRM 的反激式转换器的 PF 和 THD。 将 (9) 式代入 (11) 式： 观察 (20) 式可以得知，如果功率开关的导通时间 ton 固定，输入电流 iin 与输入电压 Vin 之间仍存在导通占空比 Don 的关系。若能让 ton 与 Don 成反比，即可让 iin 与 Vin 更接近完全同相。由于功率开关的切换周期远低于市电周期，因此以上一个切换周期的 Don 来调整这一个周期的 ton，在整个市电周期可以视为几乎没有延迟。参照图七，在 Vset 与转导放大器之间插入总谐波失真优化电路，以 PWM 信号作为调整斜波斜率的参数，其理想波形图示于图八。因此 Vset2 可以表示如下： 将 (21) 式代入 (16) 式： 如 (22) 式所示，加入总谐波失真优化电路可以让 ton 与 Don 成反比，因此可以让 iin 与 Vin 更接近完全同相。图九为从实际的硬件电路量测到的输入电压 Vin 与输入电流 iin 波形，其工作条件为输入电压 230VAC、输出电压 30V、输出电流 350mA。在同样的系统参数之下，控制芯片未加入总谐波失真优化电路的 THD 约为 13.83%；加入总谐波失真优化电路之后，THD 降为 5.28%。从波形可以明显看出，加入总谐波失真电路优化之后，输入电流波形更近似于与输入电压同相位的正弦波。 图七、总谐波失真优化电路 图八、总谐波失真优化电路理想波形 七、总结 本文描述了单级高功因反激式转换器的动作原理，并且说明了固定导通时间控制 PFC 搭配输入电压前馈补偿，可以让输入电压不同时，COMP 电压准位不会有太大的变化。此外，加入总谐波失真优化电路，可大幅降低输入电流谐波，并以实测波形予以验证。 (a) 未加入总谐波失真优化电路 (b) 加入总谐波失真优化电路 (Vin : 100V/div, iin : 100mA/div, time: 5ms/div) 图九、硬件电路量测到的输入电压与电流波形 来源：立锜科技电子报