原创 实例详解：AC/DC PWM方式反激式转换器设计

首先，简单说明一下开关方式的AC/DC转换。请参照右侧的基本电路，以及位于下方的波形。

在这里，以日本国内为例，输入电压设定为100VAC。此100VAC最初用桥式二极管加以整流。此为全波整流。100VAC直接整流，所以桥式二极管须为耐高电压规格才行。100VAC的峰值为140V左右。

再以电容器使其平滑。电容器的规格同样须为耐高电压。

以转换的原理来说，会在此时行进行AC/DC转换，但由于转换成一般DC驱动电路能使用的DC电压，因此之后还有几个步骤必须完成。

利用整流器和电容器转换的高压DC电压，经由开关元件ON/OFF加以斩波（切分），并经由高频变压器，将电能传送至二次侧。开关元件的ON/OFF频率，也就是开关（斩波）频率，例如频率使用比原本50/60Hz 还要高出许多的50kHz。此外，斩波后的DC电压将成为呈现上图方波的AC。

利用二次侧的整流二极管，整流该高频率AC电压，以电容器使其平滑后，如果DC输出电压设定值为12V，则就转换成12VDC。图片中省略了高频率AC电压的整流波形，但它是使用1个二极管的半波整流。

整理AC转换至DC的过程和工作状况，一次侧会直接整流－平滑100VAC，转换成高压的DC电压。接着使用开关元件，将高压的DC电压转换成高频的方波，再经由变压器传送至二次侧。

二次侧会产生高频AC电压，因此再次进行整流－平滑，以转换成想要的DC电压。

采用此方式，会将100VAC转换成想要的DC电压，必须使用控制电路（控制IC和反馈电路）来控制开关元件ON/OFF时间。基本上会选择采用开关方式的AC/DC转换。

本设计事例使用称为反激式的变压器方式。在这里，将说明反激方式的基本电路和特征。

反激式转换器除了一般的PWM控制外，还有自励型的RCC（Ringing Choke ConVerter）、RCC利用使用共振技术的准谐振型，一共有3种，常使用在100W以下的开关电源上。

基本电路如图所示，非常简单，只有少数部件所组成。经由开关用晶体管斩波输入电压（DC），之后再透过开关用变压器，将电能传送至二次侧。接着，在二次侧进行整流、平滑，成为需要的DC电压。不过，实际的电路会监控输出，并增加控制开关晶体管的反馈电路、控制电路。

反激式转换器，可组成降压和升压，且同时支持绝缘和非绝缘，优点是确保大输入电压范围，但较大的峰值电流会流过开关元件、二极管和输出电容器，导致必须采用能支持该峰值电流的部件。

构成绝缘电路时，使用光耦合器或三级绕组，隔离二次侧，也就是来自于输出的反馈。视控制IC而定，在无来自于输出的反馈下保持稳定。以下为反激式转换器的特征总结。

其工作和各部的电压、电流波形如下所示。

1. MOSFET为ON时，电流经过变压器初级绕组，蓄积电能。此时，二极管为OFF。
2. MOSFET为OFF时，蓄积的电能通过二极管，从变压器的次级绕组向外输出。

・缓冲电路

反激方式中，由于变压器铁芯间有间距，会造成磁漏现象，产生漏电感。开关电流同样会流过此漏电感并蓄积电能，但因未与其他线圈结合，因此不会移转功率并产生浪涌电压电压，施加在MOSFET的漏极-源极之间。上述的Vds的波形中也现该状况。产生的浪涌电压超过MOSFET耐压值时，可能会造成MOSFET遭到破坏。为了防止MOSFET遭到破坏而设定缓冲电路，以抑制浪涌电压。位于上述电路图一次侧，由电阻、二极管、电容器组成的电路就是缓冲电路。请记住，缓冲电路是大多数反激式转换器中，基本且必要的电路。

开关电源的工作分不连续模式和连续模式两种。本次的设计事例采用不连续模式工作因此在本节将说明两种模式。下表总结了特征和优缺点。“工作”的项目中的波形代表流过变压器的初级绕组和次级绕组的电流。此外，关键词中的“↑”和“↓”分别代表“上升”和“下降”。

连续模式工作在开关ON时的整流二极管反向恢复时间（trr）* 中流向反向电流，并因反向电流而产生损耗。使用低电压的开关DC/DC转换器时，整流二极管的反向电压会变低，反向电流也会变小，因此一般会以输入纹波电压等为优先，使用连续模式。

对此，使用AC/DC转换器时，会因为二极管的反向电压变高，流过反向电流而产生极大的损耗，是故大多采用不连续模式，避免反向电流经过。但是，峰值电流会变大，当负载大时也会采用连续模式工作。

两种模式各有其优缺点，如果最大只到60W左右，一般较适合不连续模式。大于60W时，必须根据变压器容许尺寸来考虑、决定。本次设计事例为36W，所以选择了不连续模式。

*二极管的反向恢复时间

在确认基本步骤后，接着说明设计步骤。

设计步骤不仅限于AC/DC转换器，大部分的设计都会采用类似的步骤。一开始先确认要求规格，然后选择能实现要求规格的部件。在这里，决定“控制用电源IC的选择”，最近的电源设计几乎都是利用电源用IC，因此选择电源IC，并以该IC为中心进行设计。接着，决定必须使用IC的部件，计算出常量等进行设计。流程为根据图纸制作试作品，再来是评估性能、量产，最后出货。

1．确定要求规格
第1个步骤从明确了解要求规格开始。这原本就是第一个且最重要的步骤，但电源规格是“在决定整体电路规格前，无法完全确定”，必须在整体设计期间结束时加快脚步进行设计等，的确有可能让电源设计人员感到非常困扰。不过，正因为未决定好无法有任何进展，因此大多会先制作暂时规格以支持该问题。

虽然非常严格，但“未彻底弄清楚规格，就无法开始设计”也是不争的事实．．．

写出确认规格时的主要确认项目。以输入条件为例，因为是供日本国内使用，所以100VAC即可，但如果是销售至全球市场，就必须要能够进一步扩大能支持的范围，或是因为销售国家，造成电压不稳定，部件选择受比如还有多大余量等规格要求而出现很大变动。

另外，为了设计符合要求规格的电源，还必须详细考虑其他项目。

2．控制用电源IC的选择
第2个步骤为控制用的电源IC的选择。根据第1个步骤确认到的要求事项，决定适用的电源方式、变压器方式或开关方式、降压或升压、反激式或正激式，以及AC/DC转换器中最重要的讨论事项，也就是绝缘型或非绝缘型，之后再选择控制IC。也就是说，控制IC的选择决定电源方式。

在实际设计电源时，电源IC占了非常重要的地位，会因为使用的IC来决定电路和部件。换言之，设计时能以IC为中心。

3．设计、外围部件选定
决定IC和电源方式后，接着参考IC的应用例等进行设计。包含变压器设计在内，决定外围电路的电容器和电阻等的常量。

设计时，在电气、电子知识外，还必须具备部件知识，其中又以经验最为必要。不过，即使在凭借这样的知识和经验进行设计，仍会有不了解和不顺利的时候。此时，可以利用部件厂商的支持，迅速完成设计，避免徒劳无功。

4～5．评估、试作、量产、出货
那么，完成图纸和部件列表、建立基板线路后，即进入试作、评估的阶段。

在试作阶段，首先从确认基本工作开始，但有时可能会难以判断工作是否正确。这时候，不稳定会判定是否符合设计的规格，不过大多数的IC厂商都会准备其IC的评估板，可以多加利用。利用确实能正常工作评估板，比较、探讨设计的电路是否正确工作。

调试和优化的作业结束后，开始判断是否可以进入量产。此时，有时可能无法完全满足要求规格。不会退让的规格要求，必须重新设计，或是稍微妥协，讨论如何取得权衡，尽量让全部产品接近目标值。

希望大家在设计时，大致上都能遵循上述步骤。

如同“设计步骤”项目中所说明般，在一开始设计时，必须决定电源具备哪些性能和特性，确定电源规格。

其实，电源规格并非单方面由电源设计人员决定就好。除了要求输入电源和供电负载的电压精度、电流等之外，还必须确认效率和工作温度范围等事项。而这些都是依照系统整体规格和供电基板规格来决定。

然而，现实上并不是一开始设计时，就已经确认这些规格。不是只有供电电路的设计人员疏忽而已，如果供电端未设计至某一个程度，也无法确定要设计什么样的电源规格。

虽说如此，如果要等全部明确才要设计，无庸置疑地，设计时间已经快要结束，只剩下极少的时间能用在电源设计上。因此，在某个时间点先根据大略的数据，在可以变更的前提下，于容许范围内弹性设计电源规格。

在开始设计前，须先写好原本要决定的规格，以及设计开始时，能允许的最低限度规格。

接下来将具体说明“最低限度电源规格”的各项目。

・输入电压范围
输入，因其是AC/DC转换器，理所当然是AC电源了。幸运的是家庭和办公室用的AC电源是公称电压。日本公称电压为100VAC，以全球的情况来说，都在100VAC～240VAC的范围内。此外，因为是公称值，如果包含容许差在内，大多会设想下限-15%的85VAC、上限+10%的264V范围内。电源方面会视国家而定，在定容许差时，必须根据过往经验和掌握实际情况才行。以此方式，根据搭载设计电源的设备的出货地，来决定输入电压范围值。

世界家庭用主要电源电压（公称值）
日本：100VAC
美国：120VAC
加拿大：120VAC/240VAC
英国：230VAC/240VAC
俄罗斯：127VAC/220VAC
中国：110VAC/220VAC

・输出电压/精度/电流
AC/DC转换器的输出电压，设定系统或电路基板必要的DC电压值。以工业设备为例，一般设定24VDC和12VDC等共通标准电压，但目前也有不少设备直接设定5VDC和3.3VDC等驱动电压。总之，都必须达到输出电压±5%的精度。这是依据被供电设备的要求来决定。在设计时，必须讨论能够满足要求精度的部件和方式。

输出规格中，输出电流也是非常重要的。必须充分供应能满足供电电路需要的电流，且维持输出电压稳定化。虽然余量大，容许范围广，但部件成本高和尺寸大，在此之下，最大负载电流相关数据就显得非常重要。此外，还要探讨发生负载瞬态的响应特性。不足时，就可能造成系统复位等，对系统带来致命的损害。

讨论电流值后，当根据AC/DC转换器的输出状况，以个别的开关稳压器组成电源时，能依据功率状况来思考电流值。开关稳压器是转换功率，因此AC/DC转换器制作出12VDC，将其当作输入电流切，开关稳压器的效率达80%，转换成5V/0.8A，但输入功率则是变成5W。单纯来看，AC/DC转换器的12V输出值转换成5W，因此输出电流只要0.42A即可。转换功率用的电源，其输出能力大多以功率值表示。

・输出纹波电压
纹波就是脉流。转换后的DC电压，包含着与输入AC电源频率、开关转换频率相关的脉动电流。当然，在转换的过程中会进行平滑/滤波，但却无法归零。例如输出以5VDC为中心，产生400mVp-p的纹波时，最大值为5.2V，最小值为4.8V。对此，5V±4%能满足一般精度要求±5%，但输入3.3V输出，产生400mVp-p的纹波时，就会变成3.3V±6%。

起因于开关工作的输出纹波电压示意图

AC/DC转换器会制作称为12VDC的总线电压，将其当作输入电压，再利用个别的稳压器等，产生各电路必要的电压，或许能够舒缓AC/DC转换器的纹波问题。不过，在上述范例中，如果直接供电给低电压设备，纹波电压就可能造成某些问题。总之，虽然纹波电压愈小愈好，但仍要考虑到滤波器设定空间和成本，来设定容许值。

・绝缘耐压
视系统的规格而定，有时AC/DC转换器必须能够绝缘。工业设备和医疗设备等基本上必须绝缘，且可能会指定绝缘等级。AC/DC转换器的绝缘指一次侧（AC输入），和二次侧（DC输出）无法导通，基本上由变压器负责绝缘的工作。绝缘除了3kVAC的电压外，还必须讨论绝缘构造、绝缘等级等规格相关事项。设计变压器的人必须具备规范和部件方面的知识才行。各个详细内容请参照规格书等。

・工作温度范围
应该要设定搭载设计电源的系统，以及设备工作温度范围等规格。AC/DC转换器必须由符合要求的功率控制IC和部件组成。此外，虽然大多以周围温度标示设备规格，但AC/DC转换器如果装设在内部，就必须以内部温度为基准来决定规格。AC/DC转换器会少量发热，一但超过所用部件的额定值，将可能发生致命的损坏，因此温度方面必须充分进行验证。

・效率
效率是指针对输入功率的输出功率的比率，以%表示。效率达80%代表损耗20%，损耗基本上会变成热。现今提升效率已是必备要件，也因此必须充分理解和热相关的事物。

为了提升效率，必须探讨使用变压器方式、控制IC、外置部件。

・无负载时输入功率
输出电流不流动时的输入功率，也就是无负载时的自我功耗。节能化已经是设备的责任和义务，必须将毫无用处的自我损耗降至最低才行。EnergyStar即是其中一例。电路组成和控制IC在降低自我功耗上，扮演着非常重要的角色。

电源规格确定后，将进入设计的第2个步骤“控制用电源IC的选择”。

为什么是“IC的选择”呢？近年来电源电路的设计上一般会利用电源用IC（电源厂商可能不同），除了拥有非常优秀的控制性能外，还会搭载各种保护功能，因此设计简略不复杂，对安装面积等反而有利。

在这里，以设计PWM方式的反激型AC/DC转换器为例，具体设定电源规格，以及决定支持该规格的电源IC。

电源的规格是“设计开始的最低限度规格”的项目的基础山个，设定一般的条件。此外，也写下根据该条件选择IC时有哪些注意事项。

・输入电压：85～264VAC
预设输入规格能支持全球各国要求。IC则挑具有大范围的耐压能力且性能佳的产品。

・输出：12VDC±5% / 3A　36W
输出电压为工业设备一般使用的总线电压12V，精度通常为±5%。输出电流为3A，虽然可以选择内置开关用晶体管型IC，但为了理解基本构造，推荐外置开关用的功率MOSFET。

・输出纹波：200mVp-p
输出纹波为标准等级。着重在能降低纹波的电流模式所使用的控制IC。

・绝缘耐压：一次侧－二次侧间 3kVAC
除了变压器外，为了反馈控制以稳定输出电压，必须装设将二次侧电压（输出电压）返回一次侧的线路，而该线路也必须能够绝缘。反馈电路会使用光耦合器来绝缘。

・工作温度范围：0～50℃
工作温度范围为设备一般规格即可。为了达到该标准，应选择温度范围更大的IC和部件。

・效率：80%以上
这也算是一般常见的效率。有的DC/DC转换器会要求效率超过90%，但AC/DC转换器虽然还有改善的空间，不过效率依然达到80%，并未因此而偏低。为了达到该效率，必须采用开关方式的AC/DC转换电路。

・无负载时输入功率：0.1W以下
为了达到其目标值，必须采用能保持低功耗的控制IC才行。

而在寻找可以实现电源规格目标的IC时，也要先了解AC/DC转换的方式和特征、市场流通的控制用IC种类和功能。乍看之下非常复杂，不过只要决定好变压器方式，之后就简单许多了。此次采用PWM方式的反激式转换器，因此在寻找IC时，会先锁定能组成反激式转换器的IC。其次，依照采用PWM方式、符合输入范围和输出规格的顺序来寻找IC。可以前往IC厂商的web网站上限定条件进行搜寻，记得多加利用。

以下为能够实现该电源规格的电源IC。

使用BM1P061FJ的绝缘型反激式转换器电路

BM1P061FJ是AC/DC转换器用的PWM控制器IC，能构筑绝缘型的反激式转换器。IC特点如上所述，但此次设计范例的规格中使用该款IC，主要是因为其属于采用内置650V耐压启动电路的电流模式，能充分支持整流264VAC的DC电压的PWM方式开关电源用IC，搭载启动电路和轻负载时开关降频功能、节能且高效率还有BM1PXXX系列产品阵容丰富，在设计途中变更规格也容易等诸多优点。

此外，也列出构筑反激式转换器时的基本电路。如图片所示，IC集成化高，因此外置部件非常少。关于IC的详细数据可以参照技术规格。

那么，设定好决定好能实现电源规格的IC后，推荐再稍微重温一下AC/DC转换，之后再开始进行设计。

接下来将进入实际设计绝缘型反激式转换器。首先，先贴出使用例题所选择的控制IC“BM1P061FJ：AC/DC用 PWM 控制器IC”的电路图。

从这部分开始说明如何选择电路必要的部件，以及计算各数常量的方法。因此，其他部分也必须参照本段所说明的电路，在必须参照本段电路的段落加上链接，各位可以多加利用。

反激式转换器必要的变压器设计时，依据电源规格，算出变压器设计上必要的数值开始。基本上利用各自的公式进行计算。变压器的相关设计信息，会写在该设计所使用的IC1的BM1P061FJ的应用备忘录上面，设计时可以多参考看看。在这里，说明电路图的局部放大帮助大家更容易了解内容。整个电路请参照“设计范例电路”。

本电路图摘录自范例电路中的变压器T1部分。变压器T1除了输入的初级绕组Np和输出的次级绕组Ns外，还包含IC1产生VCC电压的线圈Nd在内。

变压器T1的设计步骤
设计变压器T1时的步骤所示如下。依下列顺序计算出数值，并导出下表变压器的参数。绕组和流动电流的记号，请参照右下方的变压器简略图。

①反激式电压VOR的设定
②次级绕组电感值Ls、二次侧的最大电流Ispk的计算
③初级绕组电感值Lp、一次侧的最大电流Ippk的计算
④变压器尺寸的决定
⑤初级绕组数Np的计算
⑥次级绕组数Ns的计算
⑦VCC绕组数Nd的计算

作为变压器T1参数导出值

① 反激式电压VOR的设定

反激式电压VOR数值是VO（二次侧Vout加上二次侧二极管D6的VF）乘上变压器的匝数比Np：Ns。设定该反激电压VOR，来决定匝数比Np：Ns及Duty比值。基本公式和示例如下。

例如，匝数比Np：Ns为5.385、Duty(max)将是0.424。根据经验法则，Duty（max）以低于0.5较佳。如果，计算后Duty超过0.5时，请调整VOR。

如果从反激式转换器的工作原理来看，为了让施加在初级绕组的开关用晶体管Vds，也就是VIN+VOR更加明确，而从设定反激式电压VOR开始。另外，一开始也能够采用例如先设定最大Duty比等其他方法。

关于反激式电路的工作和各电压的详细，请参考“反激式转换器的基本电路和特征”的“PWM控制反激式转换器的工作（连续模式）”等项目。

② 次级绕组电感值Ls、二次侧的最大电流Ispk的计算

接着，计算次级绕组电感值Ls和二次侧的最大电流Ispk。以下公式成立在本范例电路为不连续模式这种条件下，相等时刻即是临界点（连续模式和不连续模式的分歧点）。负载电流达到Iomax时也为临界点。

考虑过负载保护点的余量，最大负载电流是Iout的1.2倍。Iout规格为3A，因此Iomax设定为3.6A。Vout=的规格为12V，VF和Duty使用经由公式①计算出来的数值。

经由上述公式，计算次级绕组电感值Ls=8.6μH，以及二次侧的最大电流Ispk=12.5A。另外，也提供一次侧电流波形和二次侧电流波供各位参考。

③ 初级绕组电感值Lp、一次侧的最大电流Ippk的计算

依照以下的公式，代人上述的计算结果，计算出初级绕组电感值Lp和一次侧的最大电流Ippk。

在这里，计算出来的Lp将作为变压器T1的参数导出值之一。

④ 变压器尺寸的决定

变压器铁芯的尺寸是根据输出功率Po（W）来决定。反激式转换器一般输出功率，和铁芯尺寸之间的关联性如下表所示。在本设计范例中Po=36W，因此铁芯尺寸选择EER28。

※上述数值为大略标准。详细内容请向变压器厂商确认。

⑤ 初级绕组数Np的计算

初级绕组数Np最初的磁通密度必须设定在容许范围内。请依照下列公式计算。一般的铁氧体铁芯磁通密度B(T)的最大值为0.4T@100℃，所以Bsat=0.35T，代入Lp和Ippk计算初级绕组数Np。

其次，为了避免引起磁饱和现象，根据AL-Value-NI特性来设定Np。此时，必须要满足Bsat的条件计算公式。

AL-Value=280nH/turns2时

对此，Lp为249μH且绕30圈时，AL-Value为249μH/302≒276.7nH/turns2。

经由下方公式计算出NI值。

因为已经算出AL-Value和NI，因此可以从EER28铁芯尺寸的AL-Value-NI特性图，确认未超出容许范围。如果超出范围就必须调整Np。

⑥ 次级绕组数Ns的计算

在计算初级绕组之后，继续计算次级绕组数Ns。先前已经算出初级绕组Np为34圈，Np：Ns为5:1，将这些数值代入下列公式内。

⑦ VCC绕组数Nd的计算

最后计算IC1产生VCC的绕组的匝数。

VCC为15V，从绕组开始经由二极管D6转换成二极管的VF，且VF_vcc为1V时，

因而，计算决定变压器的规格的数值。最初加入依照规格表计算出来的数值后，再根据该规格来设计构造。

整篇读起来会觉得公式非常多，但其实已经算是较为简单的公式，请各位务必试着计算看看。决定大略规格后，可以在获得IC制造厂和变压器厂商协助之下，继续设计变压器。

变压器T1的构造设计依照以下的步骤进行。

①骨架选定
②有效绕线槽的确认
③决定绕组构造
④沿面距离和绝缘胶带

⑤线材的选定
⑥接线图、层构造、绕组规格
⑦决定变压器规格

本项“其1”将说明①～④，下一项“其2”将说明⑤～⑦。

① 骨架的选定

骨架如图所示，分成立式、卧式（视铁芯尺寸而定，只能选择其中一种）。依照高度和安装面积来选定使用哪一种。

此外，引脚数也是考虑因素之一。表格内是利用计算数值项目所计算出来的匝数。只能选择绕组匝数的引脚数。

 ② 有效绕线槽的确认

其次，从骨架的规格计算有效的绕线槽。红色箭头所指的图片斜线部分，是实际上能够卷绕组的区域。这个区域会因骨架而异，因此请使用骨架的图纸仔细确认。

照片是实物，红色箭头部分为有效绕线槽。此次选择的铁芯、JFE EER28.5为J＝16.6mm、H＝4mm。

③ 决定绕组构造

绕组构造对变压器的特性影响很大。这里介绍2中构造。

＜简单构造＞

• 层数少 → 有成本优势
• 结合度差 → 浪涌电压上升、损耗増加
• 骨架引脚数 → 较少

＜夹心绕组构造＞

• 层数少 → 注意各绕组的厚度
• 结合度优异→ 浪涌电压降低、损耗减少
• 骨架引脚数 → 较多

左侧是最为简单的构造。层数少具有成本优势，但各绕组只有1层，匝数多达34圈的Np绕组一层绕不下，绕2层或3层结合度变差。
引脚数单侧4个即可。该构造适用于输出功率小，以及限制骨架引脚数单侧4个时。

右侧是称为夹心绕组构造。本构造利用初级绕组Np1和Np2包夹其他绕组，提升初级绕组和其他绕组的结合度。但是，层数增加，绕线槽的厚度随之增加，骨架的引脚数最低单侧5个。

关于绕组构造没有标准答案。增加其他特性时，应该花费一些时间试作，实际演练，在实际基板布局中与其他部件构成电路，边确认特性，边根据规格找出优化的构造。

④ 沿面距离和绝缘胶带

考虑到符合安全规范，必须根据变压器一次侧-二次侧之间的沿面距离，确保绝缘。沿面距离根据工作电压、使用环境污染程度、使用材料组来决定。使用绝缘胶带也是确保沿面距离的方法之一。

在变压器T1符合安全规范IEC60950的前提下，算出下述条件的沿面距离。

• 工作电压：300V
• 污染程度：2
• 材料组：Ⅲa（CTI<400）
• 符合IEC60950的必要最低沿面距离
  基础绝缘：3.2mm
  加强绝缘：6.4mm（基础绝缘×2） ←此次设计采用加强绝缘

※本次设计的输入电压为约270V，因此能从规范区段的250V和300V的值进行线性插补。

从250V：2.5mm、300V:3.2mm
270V变成2.78mm，取整数为3mm。
加强绝缘为2倍的6mm。

※使用立式骨架时，上部并无延长线，因此沿面距离可以为1/2，3mm即可。

多个规格相关术语，在此仅概略述说一下。详细内容请确认规格书等。

请接续看“绝缘型反激式转换器电路设计：变压器设计（构造设计）其2”。

变压器T1的构造设计“其2”。其1已经说明了下述的步骤的内①～④。其2是关于⑤～⑦的说明。

其1
①骨架选定
②有效绕线槽的确认
③决定绕组构造
④沿面距离和绝缘胶带

其2
⑤线材的选定
⑥接线图、层构造、绕组规格
⑦决定变压器规格

⑤ 线材的选定
关于绕组的线材一般使用UEW（聚胺酯漆包铜线）、PEW（聚酯漆包铜线）等，但小型变压器等无法取得沿面距离时，就会利用3层绝缘线。
卷绕宽度够时能提高结合度，因此选择卷绕宽度大的线径。

线径越细，寄生电容值愈小，邻近效应、趋肤效应的影响随之变小，但电流密度变大。基本上线径选定为4～8A/mm2左右。

以下为电流密度的计算示例。这里使用“变压器设计（数值计算）”的②和③的计算结果。

根据最大占空比Duty (max)=0.424，一次侧的最大電流 Ippk＝2.32A，二次侧的最大電流 Ispk＝12.5A，得出一次侧的有效值Iprms和二次侧的有效值Isrms如下：

在这里，当电流密度为6A/mm2时，线径可通过以下公式求得：

由于二次绕组在本例中为2层×2并列，共4匝，因此：

※计算未考虑邻近效应、趋肤效应在内。

计算所选线径的电流密度，并确认目标值在4～8A/mm2范围内。

另外，计算未考虑邻近效应、趋肤效应在内。邻近效应是指电流经过周围导线后，因而受到励磁的磁场的影响，造成导线内电流无法均一的现象。趋肤效应是在高频率之下，电流集中在导线外围的现象。

关于绕组构造请参照“变压器设计（构造设计）－其1”的“③ 决定绕组构造”的夹心绕组构造以及下面的“⑥ 接线图、层构造、绕组规格”。

如果线径不适合但又想改善特性时，可以使用利兹线效果更好。利兹线是多条线材绞合在一起而成的，可通过细线降低趋肤效应等造成的影响，而使用多条线材也可以增加截面积。

最后确认变压器温度上升状况，必要时加以调整。

⑥ 接线图、层构造、绕组规格
将接线及层构造绘制成图。关于绕组规格可以先制成表格。在委托试制变压器时，必须将这几个部分加入设计图内。

接线图（下方左侧）标示在电源电路中哪一个引脚和哪一个信号相连接。接线会对PCB布局造成影响，因此必须仔细观看PCB的设计后再设定。

层构造图（下方右侧）展示了已决定好的构造。此次重视特性，再加上希望提升结合度，因此选择夹心绕组构造。

绕组规格：如同前述，选择卷绕宽度足够的线径。此外，也确认绕线槽的厚度、方向是否位在容许范围内。

⑦ 决定变压器规格
根据数值计算进行构造设计，最后决定变压器规格。

必要信息有，

• 接线
• 构造
• 铁芯、骨架的指定
• 电感值、匝数、线径
• 绝缘性能、组装指示

等。

实际试作变压器时，如果能够提供这些信息，大部分变压器厂商应该都能够进行试作。有些变压器厂商也可以用更简单的规格，例如输入输出电压、频率程度等来进行试作。至于应该要具体实现规格至哪一种程度，就要询问变压器厂商了。

变压器的设计结束，接下来是开关元件，本节说明MOSFET Q1的选定和相关电路构成。

最初，根据开关电压或电流等来选定MOSFET Q1。对此，本稿将说明“主要部件的选定－MOSFET相关 其1”。

接着决定调整MOSFET栅极驱动的电路、二极管 D4、电阻R5、R6，而且，决定限流和斜率补偿上必要的电流检测电阻R8。这部分将在“主要部件的选定－MOSFET相关 其2”中说明。

先说明此部分电路如何说明。以D4、R5、R6调整从IC的OUT（PWM输出）端输出的信号，让MOSFET Q1能够正确工作，然后再驱动MOSFET的栅极。MOSFET Q1开/关经过整流且流向变压器 T1一次侧的高电压，将其电能传送至二次侧。Q1在ON时Ids流动，但因为并非无限制流动，是故利用R8检测电流并加以限制。请参照“绝缘型反激式转换器电路设计”项中的整体电路内容。

MOSFET Q1的选定

首先，要先理解只有纸上谈兵是难以进行MOSFET的选定，但仍然必须依赖过往的经验法则。而且，最后实机确认必须降额至哪个程度后，再来决定MOSFET。

MOSFET的选定时，基本的探讨事项有以下几个。

• 最大漏极－源极间电压（Vds）
• 峰值电流
• 导通电阻（Ron）的损耗
• 封装最大容许损耗（Pd）

未曾有过相关经验法则时，将没有任何根据帮助自己做出选择，此时可以考虑Vds和Ids。

① Vds(max)

可经由下列公式算计Vds(max)。

Vds(max) = Vin(max)+VOR+Vspike
=264V×1.41＋(12V＋1V)×30/6＋Vspike＝437V＋Vspike*

VOR：VO＝Vout＋VF乘上变压器的匝数比Np：Ns参照“变压器设计（数值计算）”。
Vin(max）：可支持最大AC电压峰值（264V×√2）
Vspike：峰波电压
*不容易计算Vspike，因此本例题中，在增加缓冲电路的前提下，根据经验法则决定为400V。

② Ids

Ids以选定Ippk×2左右的元件为标准。根据“变压器设计（数值计算）”Ippk＝2.32A

Ids＝2.32×2＝4.64A

根据上述结果，选定Vds(max)达800V左右、Ids达5A左右的MOSFET。例题的电路选定ROHM的R8005ANX（800V、5A）。此外，该MOSFET的导通电阻 1.6Ω，封装则是TO-220F。

再来，实际使用上述的MOSFET，在电路测量Vds、Ids和发热状况，确认降额足够。输入电压低时，MOSFET的ON时间会变长，因导通电阻Ron损耗发热增大，特别是采用国际通用规格输入（AC85V～AC264V）时更是必须多加注意。必要时加装散热器作为散热对策。

视MOSFET的厂商而定，提出损耗的测量方法或进行确认的方法。以下示例仅供参考。

从摘录网站画面中的①开始，操作鼠标依序点击后，就可以阅览计算元件温度和判定能否使用的方法。对于实机操作时的确认作业应该有所帮助。

因而，最终选定MOSFET。到此，至于栅极驱动调整电路和电流检测电阻将在“主要部件的选定－MOSFET相关 其2”中说明。

在“主要部件的选定－MOSFET相关 其1”中选定MOSFET Q1，接下来将建构MOSFET外围的电路。

首先，来重温电路工作。以D4、R5、R6调整从IC的OUT（PWM输出）端输出的信号，让MOSFET Q1能够正确工作，然后再驱动MOSFET的栅极。MOSFET Q1开/关经过整流且流向变压器 T1一次侧的高电压，将其电能传送至二次侧。Q1在ON时Ids流动，但因为并非无限制流动，是故利用R8检测电流并加以限制。

首先，本稿决定调整MOSFET栅极驱动的电路、二极管 D4、电阻R5、R6，其次，决定限流和斜率补偿上必要的电流检测电阻R8。

MOSFET 栅极电路 R5、R6、D4

• MOSFET ON时的速度用R5和R6进行调整
• MOSFET OFF时的清电荷用二极管D4，以R5进行调整

选择工作电流模式的不连续模式后，MOSFET ON时基本上不会发生开关损耗，而OFF时损耗则可控制的。为减轻MOSFET OFF时的开关损耗，缩小R5且提升OFF速度，但电流急剧变化，造成开关噪声变大。此次范例电路中提出了下列几项。

• R5＝22Ω 0.25W、R6＝150Ω、D4：RB160L-60 （肖特基二极管 60V/1A）

为了在MOSFET OFF时，高速消除栅极电荷，而使用了二极管 D4。损耗变小且高速，因此选择肖特基势垒二极管。

作为注意事项，由于脉冲电流会流过R5，因此请确认使用的电阻能承受脉冲电流。

电流检测电阻 R8

和MOSFET源极相接的电阻中，源极端和电源IC的CS引脚相接，另一端则是和GND相接。MOSFET OFF时，利用流向R8的电流所产生电压下降现象，驱动CS引脚。就功能而言，拥有限制流向一次侧的电流、在针对输出过负载的保护、控制电流模式的斜率补偿3个功能。CS引脚的详细内容请参照电源IC BM1P061FJ的技术规格。

由于拥有多种功能，因此有时会因为变压器一次侧的电感，以及输入电压而受到限制，经由下列公式计算出R8。Ippk或Duty则是在“变压器设计（数值计算）”来计算。Vcs根据BM1P061FJ的CS引脚电压的规格计算为0.4V。

计算结果R8为0.2Ω。

此外，经由下列公式计算出检测电阻R8的损耗P_R8。

考虑计算结果和耐脉冲电流，选择能承受1W以上的容许电阻。就算功率额定值相同，也可能因为电阻构造等，而改变耐脉冲电流特性，因此必须向所用电阻厂商确认。

因而，本节决定了MOSFET四周部件的常量。在计算公式之外，再根据经验法则和实机确认等，或许仍无法完全了解，而电源设计上却存在许多这类的情况。

本节将说明输入配置的输入电容器C1和缓冲电路。
这里所提到的输入，是指二极管桥式整流AC电压后，再转换成DC高电压。如同下方电路图，输入电容器C1和缓冲电路R4 、C3 、D3，是变压器T1的一次电压线和桥式二极管的整流电压相接。

全体电路可以操作鼠标，点击“绝缘型反激式转换器电路设计”的全体电路图后，开启新窗口放大电路图。

输入电容器 C1

输入电容器CIN和C1 450V/100μF相接。该电容器主要工作有2个，会在输入电压瞬间降低、关断时发挥功效。

第1个作用发生在AC输入瞬断时。在输入电压全无时，经由充电至C1的电荷，于短时间内供应功率。第2个作用为开关用晶体管MOSFET，非常快速地ON/OFF大电流时，如果输入的响应跟不上或输入阻抗高时，造成输入电压短时间下降，将经由C1补足电压。不论何者，当输入电压低于必要电压时，理所当然输出电压会发生异常，造成供电电路的工作出现问题。虽非完全解决，但C1至少能减轻此类问题。

以下表所示的数值为基准，决定输入电容器 C1的电容值。将设计规格数值代入公式内，计算出Pout：

上方表格的系数是以全波整流时为标准。会因为条件不同，瞬断时的输入保持时间等规格，而必须调整电容器。

C1耐压以输入AC电压的峰值为基准。为264VAC时：

264V×√2＝264×1.41＝372V ⇒ 400V以上。

因此C1选择100μF、450V。就电容器的种类而言，几乎都是使用电解电容器。

缓冲电路 R4 、C3 、D3

和电路图输入线路、MOSFET相接的电阻R4、电容器C3 、二极管D3，组成所谓的缓冲电路。

反激方式中，由于变压器铁芯间有间距，会造成磁漏现象，产生漏电感。开关电流同样会流过此漏电感并蓄积电能，但因未与其他线圈结合，因此不会移转功率并产生浪涌电压电压，施加在MOSFET的漏极-源极之间。产生的浪涌电压超过MOSFET耐压值时，可能会造成MOSFET遭到破坏。为了防止MOSFET遭到破坏而设定插入缓冲电路，以抑制浪涌电压。关于缓冲电路的详细内容请参照“绝缘型反激式转换器的基础：反激式转换器的工作和缓冲”的项目。

建立缓冲电路时，将依1）箝位电压和箝位纹波电压、2）R4 、3）C3、4）D3的顺序决定好。

1）箝位电压（Vclamp）、箝位纹波电压（Vripple）的决定
箝位电压如同其名，是强行压制浪涌箝位电压。考虑MOSFET的耐压的余量做出决定。选定MOSFET为800V耐压品。余量为20%。箝位纹波电压（Vripple）则是根据经验法测，预估50V左右。

Vclamp＝800V×0.8＝640V
Vripple＝50V

2）R4的决定
经由下列公式决定R4。

漏电感值Lleak为一次电感值Lp的10%时： Lleak＝Lp×10%＝249μH×10%＝25μH
将变压器设计等阶段所算出的各项数值代入公式内：

R4必须比该数值小，所以R4＝75kΩ 。
决定R4的数值为75kΩ，所以R4的损耗设定为P_R4。能够经由下列公式计算P_R4。

3）C3的决定
经由下列公式算出C3。

根据施加在C3的电压算出耐压为： 640V－264×1.41＝268V ⇒ 取余量，为400V以上

4) D3的决定
二极管必须具备高速特性，因此使用快速恢复二极管。耐压选择MOSFET的Vds（max）以上的电压。电路图则是选择800V的规格品。

因而，决定好了缓冲电路的电阻R4、电容器C3 、二极管D3。最后，由于浪涌电压除了变压器的漏电感值外，也会对基板配线的寄生电感值的造成影响，因此组装在基板上的状态，确认Vds电压，并在必要时调整缓冲电路。
缓冲电路是反激式转换器中，非常基本且必要的电路，因此请重复实机确认、评估等，借此理解其工作原理和效果。

本节将说明配置在变压器T1二次侧上的整流用二极管D6、输出电容器（Cout）C7和C8。

就整体电流的流向而言，如同在“绝缘型反激式转换器的基础：开关AC/DC转换”项目中所说明般，来自于AC电源的输入电压经由桥式二极管整流，暂时转换成DC电压。而该DC电压再经由开关电源IC所控制的MOSFET，只切分（斩波）出必要的功率，成为AC电压，接着经由整流该输出段和平滑电路，转换成想要的DC电，本设计中则是转换成12VDC。关于整体电路请参照“绝缘型反激式转换器电路设计”项目。

输出整流二极管 D6

考虑余量，选定87V÷0.7＝124V ⇒ 200V规格品

二极管的损耗（概算值）为： Pd＝VF×Iout＝1V×3A＝3W

一般的推荐使用电压余量的70%以下、电流的50%以下。在示例电路中，使用ROHM的快速恢复二极管 RF1001T2D（200V 10A、TO-220F封装）。

最后，在组装到电路状态，确认温度上升状况，必要时重新探讨部件，并加装散热片帮助散热。

输出电容器（Cout） C7 、C8

一般规定开关电源用电解电容器（低阻抗品）的阻抗为100kHz，所以

也就是说，200mVpp的纹波电压容许值时，必须选择阻抗为0.01Ω以下的电容器。

接着，算出纹波电流，并根据该纹波电流数值探讨电容器额定纹波电流值。

耐压以输出电压2倍为标准。 Vout×2＝12V×2＝24V ⇒ 25V以上

示例电路中并联2个开关电源用低阻抗型35V 1000μF的电容器。

输出电容器一般使用电解电容器。电解电容器属于寿命有限的部件，纹波电流流过越多寿命越短。相关寿命由电容器厂商告知计算方法和规定，请向电容器厂商确认。

关于输出纹波电压及纹波电流，必须在实际的电路确认。

本项目将说明本设计所采用的开关电源用控制IC BM1P061FJ，其产生电源电压VCC的电路，也就是二极管D5和电容器C2，以及浪涌限制用电阻R9。

本AC/DC转换器的设计上，输入容许规格为85～264VAC，因此一次侧的整流电压为400VDC以上，但无法直接作为电源IC的电源电压使用。因此，必须通过输入电压，产生适合作为电源IC电源电压使用的电压。本设计中，是以变压器的参考线圈（Nd）产生电源IC的电源。

接下来将使用本稿内的称呼。电源IC的电源称为VCC，产生VCC的辅助绕组称为VCC绕组Nd。VCC绕组Nd设定可产生15VDC的匝数。（Nd的规格请参照“变压器设计（数值计算）”的项目。）　另一方面，规定电源IC的VCC最大额定为-0.3～30.0 VDC、工作范围为8.9～26.0VDC。VCC绕组Nd所产生的VCC必须以15V为目标值，且控制在不超过工作范围下。

VCC是由VCC绕组Nd、整流用二极管D5、平滑及稳定用的电容器C2、浪涌电压限制用电阻R9所产生。电路是和输出二次侧相同的二极管整流电路。

VCC生成用整流二极管D5及平滑用电容器C2

如前述，二极管D5和电容器C2将VCC绕组Nd开关（斩波）生成的电压转换成DC。基本上可以利用这2个部件，产生VCC用的DC电压。

二极管D5适合使用高速型的二极管。二极管的耐压根据施加到D5上的电压Vdr计算。

余量为128.2V/0.7＝183V，选择耐压200V的快速恢复二极管。

电路所示二极管为 RF05VA2S，200V耐压、平均整流电流为0.5A的快速恢复二极管。

与此工作不同，和电源IC的VH引脚（VH引脚将于后文再说明）相接的R1都是决定电源接通时IC的启动时间（软启动）。这是IC本身固有的，与VCC用的电容器共享设定启动时间用的电容器，能减少部件数量。因此，C2的容值必须能够满足平滑/稳定化，以及启动时间这2个要求才行。电源IC的技术规格提供与电容器、启动时间相关的图表，帮助做出选择。

电容器C2：　2.2μF以上、50V耐压

本设计根据经验法则必须达2.2μF以上，而选择了10μF。也利用图表计算出启动时间。耐压原则上施加到VCC的电压值不超过30V，但考虑余量可使到50V的规格品。

VCC绕组用浪涌电压限制电阻R9

因变压器的漏电感（Lleak）的关系，当MOSFET从ON至OFF的瞬间，将产生大的浪涌电压（峰波噪声）。本浪涌电压是由VCC绕组所引起，VCC电压上升后，将设想启动IC的VCC过电压保护。为了减轻VCC绕组所引起的浪涌电压，串联插入限制电阻R9。R9以5～22Ω较为适当，请利用实机确认、调整VCC电压的上升。

因而，构成电路生成作为电源IC的电源的VCC。IC的VCC额定值为30V，包含浪涌电压在内，不可以超过额定值。和DC/DC转换器不同在于输入电压高，而必须确实加以检验。

VH引脚电阻　R1

VH引脚是指IC搭载的启动电路（Starter）的电源引脚，引脚耐压值为650V。输入AC电源后，从输入滤波器发出，经由二极管D1和D2整流的电压，通过R1施加在VH引脚上，以使IC内部的启动电路工作。如此一来，IC在开始开关后，获得输出的反馈，加入常态工作内。启动电路最多只是用来启动，不必加入常态工作内，在启动后将处于闲置状态。建立好该电路后，就能够非常高速且确实启动，启动后处于闲置状态，能降低功耗。类似IC也不具备此项功能。

VH引脚的流入电流能够与构成IC的VCC电路的C2共同设定启动时间功能（请参考“主要部件的选定-IC的VCC相关”）。VH引脚的流入电流是指技术规格中规定的“启动电流1”、“启动电流2”、“OFF电流”，最大值为5mA。

VH引脚电阻R1，参考上述要件，和VH引脚会在GND短路时启动保护（限流），来决定其常量。具体来说，根据施加在VH上的电压（85～264VAC×√2）和VH引脚必须使用5mA短路时的限流，其值为5kΩ～60kΩ。本电路选择10kΩ。

作为注意事项，R1可容许高电压（85～264VAC×√2）和电阻值×电流的功率。

包含经验法则在内，将开始启动电压设为72VAC、AC电压下降时停止工作电压设为50VAC后进行计算，R2＝3.9MΩ、R3＝39kΩ。

此外，也能够不使用该功能，此时，将决定让ACMONI引脚的电压时常保持在1V～5V间的电阻值。

本项就电路上的噪声对策进行说明。开关电源的设计时，必须进行噪声的评估和对策。

首先略为重温与噪声相关的术语。

・EMI（Electro Magnetic Interference）：电磁干扰
　电波和高频电磁波成为噪声，影响电子设备等，或是会造成影响的电磁波。
　－传导噪声：经由线缆和基板配线传导的噪声
　　> 差模（普通模式）噪声：发生在电源线之间，且传送方向和电流相同的噪声
　　> 共模噪声：透过金属外壳等，穿过游离电容等，回到信号源头的噪声
　－辐射噪声：释放到空气中的噪声

・EMS（Electro Magnetic Susceptibility）：电磁抗扰性
指即使受到电磁波的妨碍、干扰（EMI：传导噪声及辐射噪声）也不会出现损坏的能力、耐受度。

・EMC（Electro Magnetic Compatibility）：电磁兼容性
EMI＋EMS。辐射（Emission：放出）对策和抗扰性（Immunity：耐性）的兼容对策。

EMI从路径来看，分成传导噪声和辐射噪声，传导噪声根据传导方式，又可以再细分成差动模式噪声和共模噪声。粗略概述以掌握此类最基本的知识。

EMI对策

开关电源电路的EMI会影响其他电路及，所以必须实施EMI对策。基本上，在大电流开关节点和线路，增加整合阻抗和具备旁路/过滤功能的电容器、电阻/电容器电路。

以上是主要的噪声对策。不论何种方式，都必须测量噪声、确认噪声对设备造成哪些影响。规划测量环境和装置，是确实测量噪声上不可或缺的。无法定量测量值时，或许可以从设备的S/N等、性能层面，来掌握是否会造成影响。

这里提到的对策，属于适用在电源电路构造上的噪声对策。噪声的产生也和基板布局、部件配置、部件性能等有关系。视实际情况而定，将LC滤波器由简单的L型，升级成π型和T型，以及在电路基板上加必须的屏蔽等。

此外，视设备的规格而定，还必须符合例如国际无线电干扰特别委员会（CISPR）规范等噪声、设备相关规范。必须遵照规范规格，是最初设计时就必须谨记之要事。

本项以“绝缘型反激式转换器电路设计”为主题，作为电路设计的最后说明。接下来将进入“基板布局例”。

完成电路图纸后，进入实际规划安装基板的布局阶段。本项将说明基板布局的示例、布局的原则或要点。

基板布局的要点

开关电源利用开关的ON/OFF来控制电压，但依然属于模拟电路。极端而言，虽然本身会发出高频噪声，但因拥有反馈环路，对噪声非常敏感。也就是说，开关电源电路的路径，必须考虑分成大电流ON/OFF后产生噪声的路径，以及对噪声非常敏感的控制信号路径。基板配线布局，大电流路径应避免产生噪声，控制信号路径应避免受到噪声影响。当然，这种噪声属于辐射噪声，也会对EMC造成影响，因此布局必须能极力避免产生噪声。

良好的布局要具备相当程度的经验。布局不当时，可能导致电源无法正常启动、整个系统的S/N恶化，最严重时可能破坏构成部件和电源IC。虽然属于非常依赖经验的作业，但大多数还是会提供只要利用电源IC的技术规格和增加数据，就能完成的基本的基板配线布局范例供用户参考。有的业者甚至提供光绘文件等能直接利用的数值等。

这些由经验丰富的工程师完成的最佳成果，值得多加利用。

以下为基板布局的示例和注意事项。

上图在部分简略的电路图纸上，标示大电流路径和控制信号路径。

下图是考虑上述注意事项后的基板布局的例图。标示上图的红色、橙色、褐色环路范围。

下面照片是安装后的示意图。和上方电路有些不同，但使用同一个电源IC，部件构造也几乎相同。相对于图纸，能够看到实际物品为何。

实际的设计时，受可利用基板的长宽尺寸等物理、机械因素的影响，而不一定能设计出理想的布局。不过，如同前述，除了作为电源外，还会对整个系统造成不良影响的可能性。此外，虽说是试作基板，但大幅修正和重新设计没什么两样，因此尽可能在最初就做到最好，有助于节省之后的时间和费用。

电源设计时，先决定大略的系统规格，有不少是在项目最后才开始设计，无论如何，都希望能确实设计出容易调整、操作便利的系统。

从绝缘电源的角度来看，必须设计变压器。虽然部件简单不复杂，但不适合没有操作经验的人员设计，是电源电路上基本且非常重要的部件。

决定部件常量时，会利用计算公式取得常量，或根据电路条件和过往经验，决定大略的数值。可惜的是包含决定余量的方法在内，根据经验法则做出决定终非正确做法，仍应该重复设计、试作、评估后再决定各项常量。

无论如何，由于它属于模拟电路，因此决定常量的方法大部分都是“大致上这样”，其中可能有无法同意的做法，但相对来说，也并非要常量完全吻合才能工作，在允许某一程度落差的组合中，或许只要调整至优化就可以取得协调。也就是说，由3位设计人员设计同一规格的电源，例如反激的基本构造或许一样，但细部却是三人三种。这可说是设计模拟电路、电源电路有趣的地方。

来源：techclass.rohm