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ROHM | 使采用了SiC MOSFET的高效AC/DC转换器的设计更容易（优点篇） 内置1700V耐压SiC MOSFET的小型表贴封装AC/DC转换器IC：BM2SC12xFP2-LBZ BM2SC12xFP2-LBZ是业内先进*的AC/ DC 转换器 IC，采用一体化封装，已将1700V耐压的SiC MOSFET 和针对其驱动而优化的控制电路内置于小型表贴封装（TO263-7L）中。主要适用于需要处理大功率的通用逆变器、AC伺服、商用空调、路灯等工业设备的辅助电源。另外，还可确保长期稳定供应，很适合工业设备应用。 *截至2021年6月17日 ROHM 调查数据 BM2SC12xFP2-LBZ的亮点 √ 内置1700V耐压的SiC MOSFET，使设计更简单 √ 采用表贴型封装（TO263-7L），可自动安装在电路板上 √ 与分立结构相比，可大大减少元器件数量（例如将12个元器件和1个 散热器 缩减为1个器件） √ 与Si MOSFET相比，SiC MOSFET的功率转换效率可提升高达5% √ 采用准谐振方式，可实现更低EMI √ 通过减少元器件数量，可实现显著的小型化和更高可靠性 √ 可确保长期稳定供应，很适合工业设备应用 √ 产品阵容新增4款保护功能启动后动作不同的新机型 √ 单品及 评估板 BM2SC123FP2-EVK-001均可通过电商平台购买 内置SiC MOSFET的AC/DC转换器IC：BM2SC12xFP2-LBZ的特点和优势 BM2SC12xFP2-LBZ是面向工业设备的各种控制系统用的辅助电源应用开发而成的。在辅助电源的功率转换电路中，主力开关器件仍然是普通的Si（硅）MOSFET和 IGBT ，所以近年来如何降低这些功率器件的损耗已成为一大课题。由于BM2SC12xFP2-LBZ内置了具有出色节能性能的SiC MOSFET，因此可使采用了SiC MOSFET的AC/DC转换器设计变得更容易。此外，该系列产品采用表贴型装封，支持自动安装，因此可降低安装成本。 下面总结了BM2SC12xFP2-LBZ的特点以及基于这些特点的优势。 ● 采用支持48W输出的表贴型封装，可自动安装，从而可降低安装成本 BM2SC12xFP2-LBZ采用为内置SiC MOSFET而开发的表贴封装TO263-7L。尽管体积小巧，但仍可充分确保处理大功率时的封装安全性（爬电距离），并且在确保安装准确性的前提下，作为没有散热器表贴封装产品，可支持高达48W（24V/2A等）的输出功率。这种输出级的器件以往采用的是插装型封装，无法自动安装，而BM2SC12xFP2-LBZ采用的是表贴型封装，支持自动安装，非常有助于减少元器件数量，并降低安装成本。 ●一体化封装，大大减少了外置元器件数量、电路规模和安装面积 BM2SC12xFP2-LBZ通过将SiC MOSFET和控制IC内置于一个封装中，显著减少了外置元器件的数量。相比采用Si MOSFET、48W级输出功率的普通分立结构，可减少多达12个元器件（AC/DC转换器控制IC×1、800V耐压Si-MOSFET×2、齐纳二极管×3、 电阻 器×6）和1个散热器。 此外，由于SiC MOSFET具有高耐压和抗噪性能优异的特点，因而还可以使用更小型的抗噪和抗浪涌元器件。不仅如此，由于控制方式采用了准谐振方式，与PWM方式相比，能够以更低噪声更高效地运行，因此给其他电路和设备带来的噪声干扰（EMI）很小，只需要很少的降噪措施即可。 ●可减少设计和评估工时，通过一体化封装和内置保护功能，使可靠性更高 一体化封装可减少元器件选型和评估等工作的工时，使设计变得更容易。此外，内置SiC MOSFET，具有高精度的过热保护、过负载保护、电源电压引脚的过电压保护、FET过电流保护、二次侧电压的过电压保护等多种保护功能，大大减少了元器件数量，使产品的可靠性更高。 ●采用为驱动SiC MOSFET而优化的控制电路，效率更高 BM2SC12xFP2-LBZ采用为驱动内置SiC MOSFET而优化的栅极驱动电路，可充分发挥出SiC MOSFET的特点——低损耗特性，与采用Si MOSFET的普通产品相比，效率提升可高达5%（截至2021年6月ROHM调查数据）。 买电子元器件现货上唯样商城 下图为比较数据，在比较时，为获得最佳效率，对各控制IC均进行了调整。 应用示例： ● 通用逆变器 ● AC伺服 ● PLC（Programmable Logic Controller） ● 生产制造装置 ● 机器人 ● 商用空调 ● 工业用照明（路灯等） 相关信息： BM2SC12xFP2-LBZ单品和评估板均可通过电商平台购买。请点击这里了解每款评估板的应用指南、库存情况确认和详细信息。下表摘自该链接页面上的评估板一览表。除了本文介绍的BM2SC12xFP2-LBZ之外，还有另外两款评估板在售，它们都配有使用了1700V SiC MOSFET的AC/DC转换器IC。 Using 1700V SiC MOSFET BM2SC12xFP2-LBZ系列的评估板为BM2SC123FP2-EVK-001，为顺利进行评估，搭载了自动恢复型BM2SC123FP2-LBZ。 BD7682FJ-LB-EVK-402是搭载了SiC MOSFET外置的控制器IC BD7682FJ-LB的评估板。 BM2SCQ123T-EVK-001是搭载了通孔插装型TO220封装的BM2SCQ123T-LBZ的评估板，与表面贴装的BM2SC12xFP2-LBZ系列的封装形式不同，也是一种自动恢复型产品。

1. 前言 本文将开始AC/DC转换器设计篇的新篇章：“使用SiC-MOSFET的隔离型准谐振转换器的设计案例”。在本文中，继此前提到的“反激式”和“正激式”之后，将介绍使用了“准谐振方式”电源IC的隔离型AC/DC转换器的设计案例。 另外，功率开关使用SiC（Silicon Carbide：碳化硅）MOSFET。与Si半导体相比，SiC是一种损耗低且具有优异的高温工作特性的新一代半导体材料。提起SiC半导体，给人的印象可能是使用在处理特大功率的特殊应用上的，但实际上SiC可以帮助众多我们身边所熟悉的应用实现节能化和小型化。SiC半导体已经开始实际应用，并且还应用在对品质可靠性要求很严苛的车载设备上。关于SiC功率元器件，在Tech Web基础知识专栏中有详细介绍，可以结合起来阅读。 在本篇章中计划介绍以下项目。 ＜使用SiC-MOSFET的隔离型准谐振转换器的设计案例＞ 用于设计的IC 变压器设计 主要部件选型 EMI对策 输出噪声对策 布局方案 评估 以下是该设计案例所完成的AC/DC转换器。顺便提一下，电源用IC安装于背面红色○处，SiC-MOSFET安装于表面橙色○处。 使用了电源用IC：BD7682FJ和SiC-MOSFET：SCT2H12NZ的隔离型准谐振AC/DC转换器示例 2. 设计中使用的电源IC （1）专为SiC-MOSFET优化 本文将从设计角度首先对在设计中使用的电源IC进行介绍。如“前言”中所述，本文中会涉及“准谐振转换器”的设计和功率晶体管使用“SiC-MOSFET”这两个新课题。因此，设计中所使用的电源IC，是可将SiC-MOSFET用作开关的准谐振转换器IC。 在使用电源IC的设计中，要使用SiC-MOSFET需要专用的电源IC 设计中使用的电源IC是ROHM的“BD7682FJ-LB”这款IC。BD7682FJ-LB是AC/DC转换器用的准谐振控制器，是全球首款*专为驱动SiC-MOSFET而优化的IC。（*截至2015/3/25的数据） 您可能已经注意到，开关要使用SiC-MOSFET时，需要为将SiC-MOSFET用作开关而专门设计的电源用IC。这意味着SiC-MOSFET的栅极驱动与Si-MOSFET是不同的。您可能马上会问“有什么不同呢？”，在介绍电源IC之前，先来了解一下SiC-MOSFET与Si-MOSFET的栅极驱动的不同之处。 主要的不同点是SiC-MOSFET在驱动时的VGS稍高，内部栅极电阻较高，因此外置栅极电阻Rg需要采用小阻值。Rg是外置电阻，属于电路设计的范畴。但是，栅极驱动电压绝大多数情况下都取决于IC的规格，因此虽然不是没有方法，但选用专为SiC-MOSFET用而优化的电源IC应该是上策。 具体一点来讲，在规格方面，一般的IGBT或Si-MOSFET的驱动电压为VGS＝10V～15V，电源IC以“AC/DC PWM方式反激式转换器设计手法”篇中使用的AC/DC转换器用PWM控制器IC：BM1P061FJ为例，其栅极驱动电压（OUT引脚H电压）为10.5V（min）～14.5V（max），typ为12.5V。 对此，SiC-MOSFET的VGS为20V以上，并逐渐饱和，因此一般建议使用VGS＝18V左右进行驱动。此次使用的BD7682FJ-LB的栅极驱动电压（OUT引脚钳位电压）为16.0V（min）～20.0（max），typ为18.0V。 下图是BM1P061FJ的设计过程中使用的N-ch 800V 5A的Si-MOSFET：R8005ANX（左）和此次使用的N-ch 1700V 3.7A的SiC-MOSFET：SCT2H12NZ（右）的导通电阻与VGS特性比较图。从比较图中可以看出，上述IC的栅极驱动电压在每种MOSFET将要饱和前变为VGS。 由于该比较不是在同等规格和条件下的比较，因此请当做用来理解上述VGS之不同的资料使用。 设计中所使用的电源IC：SiC-MOSFET驱动用AC/DC转换器控制IC：BD7682FJ-LB 通过前面的说明，相信您已经理解了BD7682FJ-LB作为SiC-MOSFET用IC最重要的关键点，接下来介绍其概要和特点。 ＜特点＞ 小型8引脚SOP-J8封装 低EMI准谐振方式 降频功能 待机时消耗电流低：19uA 无负载时消耗电流低（轻负载时采用猝发模式工作） 最高频率（120kHz） CS引脚Leading-Edge Blanking（前沿消隐） VCC的UVLO保护和OVP保护 逐周期过流保护电路 软启动 ZT触发器屏蔽功能及OVP保护 输入欠压保护功能（掉电） SiC-MOSFET用栅极钳位电路 ＜重要特性＞ 工作电源电压范围（VCC）：15.0V～27.5V 正常工作电流： 0.80mA（typ.） 猝发模式时工作电流： 0.50mA（typ.） 最高振荡频率： 120kHz（typ.） 工作温度范围： -40℃～105℃ 主要的特点是SiC-MOSFET适用和准谐振方式。准谐振方式利用软开关工作，与PWM方式相比，具有低噪声、高效率、可降低EMI的优点。 另外，还内置多种保护功能，在690VAC这样的高电压条件下也可工作，可支持广泛的工业设备应用。其中包括电源电压引脚的过压保护、输入电压引脚Brown-In / Brown-Out（低电压输入动作禁止功能）、过流保护、二次侧电压过压保护等。 在高耐压应用中，与Si-MOSFET相比，SiC-MOSFET具有开关损耗及传导损耗少、温度带来的特性波动小的优点。这些优点有利于解决近年来的重要课题–节能化和小型化，比如有助于提高功率 转换效率，可实现散热器的小型化，可高频工作从而实现变压器和电容器的小型化等。 右图是在AC/DC转换器中SiC-MOSFET与Si-MOSFET的效率比较。如图所示，预计可实现高达6%的效率提升。 另外，除此次使用的BD7682FJ-LB之外，根据FB引脚过载保护、VCC引脚过压保护功能，还有另外3种不同机型。 FB引脚OLP VCC引脚OVP BD7682FJ-LB AutoRestart Latch BD7683FJ-LB Latch Latch BD7684FJ-LB AutoRestart AutoRestart BD7685FJ-LB Latch AutoRestart 最后，虽然与特性和性能没有直接关系，也在此提一下，这些产品是面向工业设备市场的、保证长期供应的产品。作为具备卓越性能和工业设备所需保护功能等的电源IC，这样的支持也是非常重要的。 下一篇文章将对准谐振方式进行介绍。 3. 设计案例电路 上一篇文章对设计中使用的电源IC进行了介绍。本文将介绍设计案例的电路。 准谐振方式 上一篇文章提到，电源IC使用的是SiC-MOSFET驱动用AC/DC转换器控制IC“BD7682FJ-LB”。转换电路采用准谐振方式，是利用变压器一次绕组的电感和谐振电容器的电压谐振的自激式反激转换器，通常损耗和噪声可以比PWM反激式转换器降得更低。 基本上属于反激式转换器，因此会在关断期间将MOSFET导通期间内积蓄到变压器中的能量输送至二次侧。PWM反激式转换器也是相同的工作模式，但采用准谐振方式的话，变压器在释放能量后，根据变压器一次绕组的电感量和谐振电容器的电容量，会产生谐振带来的电压振动。从而利用该电压振动，由IC检测到Vds的波谷电压并进行下一次导通。在这个时间的导通，变压器中流动的电流为零，漏极电压也很低，因此可将降低开关损耗和噪声。这就是准谐振方式的优势。 顺便提一下，该动作产生的准谐振转换器的开关损耗，基本上不会在导通时产生，关断时的损耗占主导地位。 另一个工作特点是，轻负载时处于不连续工作模式，开关频率随着负载的上升而上升。然后，以某个负载电流为为边界（临界点）进入临界工作模式，在这种状态下，开关频率随着负载的上升而降低。由于开关频率随负载而变化，因此可以说是一种PFM转换器。 24V/1A隔离型准谐振转换器的设计案例电路 下面是设计案例的输入输出条件和电路图。将在该条件下计算电路部件的常数。 输出：24V、1A（24W） 输入：300～900VDC（400～690VAC） 关于输入，虽然具有DC电压输入和AC电压输入两种输入，但由于将AC输入电压整流后会成为DC电压，因此将根据DC输入电压值来设置常数。 点击电路图可放大查看。 4. 变压器T1的设计　其1 从本文开始进入具体的设计，比如计算相关电路常数等。首先是变压器T1的设计。计算步骤如下。 ①反激式电压VOR的设定 ②一次侧绕组电感值Lp、一次侧的最大电流Ippk的计算 ③变压器尺寸的决定 ④一次侧绕组数Np的计算 ⑤二次侧绕组数Ns的计算 ⑥VCC绕组数Nd的计算 为进行变压器设计，必须推导出来的参数有：“铁芯尺寸”、“Lp电感值”、“Np/Ns/Nd的匝数”。 另外，赋予T1的条件为：输出24V1A，VIN(DC)＝300V～900V。 ①反激式电压VOR的设定 反激式电压VOR是VO（二次侧Vout加上二次侧二极管DN1的VF）乘以变压器的匝比Np：Ns得到的值。确定VOR后，求匝比Np：Ns和占空比。基本公式和示例如下。（电路图中缺少DN1的描述，实际上在T1的二次侧连接的2个二极管就是DN1） 设置VOR值时，请考虑到MOSFET的损耗等，使Duty达到0.5以下。图中是MOSFET的Vds波形。 ②一次侧绕组电感值Lp、一次侧的最大电流Ippk的计算 确定最低输入时（VIN=300V）、最大负载时的最低振荡频率fsw后，求一次绕组电感值Lp和一次侧的最大电流Ippk。 设最低输入时（VIN=300V）的最低振荡频率 fsw=92kHz。另外，其他参数如下： ・根据Po=24V X 1A=24W，考虑到过负载保护等，  设Po(max)=30W（降额：0.8） ・变压器转换效率η=85% ・谐振用电容器容值Cv=100pF ③变压器铁芯尺寸的决定 根据Po(max)=30W，并稍微留些余量，变压器铁芯尺寸选择EFD30。下表是相对于输出功率Po的适当的铁芯尺寸参考标准。具体请向变压器厂商确认。 这样，所需的“铁芯尺寸”、“Lp电感值”就确定了。“Np/Ns/Nd的匝数”将在下一篇文章中进行计算。 变压器设计所需的参数 变压器铁芯尺寸 EFD30（或替代产品） Np（一次侧匝数） 1750µH Np（一次侧匝数） （下一篇） Ns（二次侧匝数） （下一篇） Nd（VCC匝数） （下一篇） 5. 变压器T1的设计　其2 在前面的“变压器T1的设计　其1”中，对下述计算步骤①～③进行了说明。本文作为“其2”来计算剩下的④～⑥，并结束变压器T1的设计篇。 ①反激式电压VOR的设定 ②一次侧绕组电感值Lp、一次侧的最大电流Ippk的计算 ③变压器尺寸的决定 ④一次侧绕组匝数Np的计算 ⑤二次侧绕组匝数Ns的计算 ⑥VCC绕组匝数Nd的计算 在“其１”中也提到过，为了进行变压器设计，必须推导出来的参数有：“铁芯尺寸”、“Lp电感值”、“Np/Ns/Nd的匝数”。在“其1”中已经计算了“铁芯尺寸”和“Lp电感值”。 变压器设计所需的参数 变压器铁芯尺寸 EFD30（或替代产品） Lp（一次侧绕组电感值） 1750µH Np（一次侧匝数） 按步骤④ Ns（二次侧匝数） 按步骤⑤ Nd（VCC匝数） 按步骤⑥ 另外，赋予T1的条件为：输出24V1A，VIN(DC)＝300V～900V。 ④一次侧绕组匝数Np的计算 第4步是计算一次侧绕组匝数Np。一般的铁氧体铁芯磁通密度B(T)的最大值在100℃时为0.4T，所以Bsat＝0.3T。 需要确认AL-Value－NI特性，并在不饱和区使用，以免引起磁饱和。确认时需要使用AL-Value－NI特性曲线图。 例如，假设Np＝50匝，则 进入饱和区。 设置一次绕组匝数，并避免进入该饱和区。 当Np＝64匝时，则 处于不饱和区。所以，确定为Np＝64匝。 ⑤二次侧绕组匝数Ns的计算 接下来计算二次绕组匝数Ns。在“①反激式电压VOR的设置”中，已经求出Np/Ns＝8，所以在此使用这个数据进行计算。 ⑥VCC绕组匝数Nd的计算 通过下列公式来求VCC绕组匝数Nd。设VCC＝24V、Vf_vcc＝1V。 VCC的24V是该设计中使用的IC“BD7682FJ-LB”的VCC标准要求电压。由于需要驱动SiC-MOSFET，因此栅极电压（OUT引脚钳位电压）需要18V（typ）。 至此，所需参数全部计算完毕。前表中加入数值后如下。 变压器设计所需的参数 变压器铁芯尺寸 EFD30（或替代产品） Lp（一次侧绕组电感值） 1750µH Np（一次侧匝数） 64匝 Ns（二次侧匝数） 8匝 Nd（VCC匝数） 8匝 最后是基于这些参数的变压器设计案例。 6. 主要部件选型 （1）MOSFET Q1 变压器设计篇已经结束，接下来将围绕电源ICBD7682FJ-LB的外围元器件进入部件选型部分。本文将摘录并使用所要介绍的部件的外围电路，需要确认整体电路时看下图。 主要部件的选型：MOSFET Q1 MOSFET Q1是用来驱动变压器一次侧的晶体管，是本设计主题之一的“SiC-MOSFET”。 MOSFET的选型需要考虑最大漏极－源极间电压、峰值电流、导通电阻Ron的损耗、封装的最大容许损耗等。 低输入电压时，MOSFET的导通时间变长，Ron损耗带来的发热量增加。SiC-MOSFET的特点是Ron低，其传导损耗也小，但请务必在组装在实际PCB板和产品中的状态下进行确认，并在必要时利用散热器等来解决散热问题。 ID的额定值以Ippk×2左右作为大致的选择标准。Ippk在变压器设计的②中已经求出为0.66A。 Vds通过下列公式计算。 Vspike则很难通过计算算出来。所以，根据经验，在添加缓冲电路的前提下，选择Vds为1700V的MOSFET。在这个设计案例中，选择ROHM生产的SiC-MOSFET “SCT2H12NY（1700V、1.15Ω、4A、44W）”或“SCT2H12NZ（1700V、1.15Ω、3.7A、35W）”。 下面以SCT2H12NY为例列出其最大额定值。关于其他参数和其他详细信息，请参考相应的技术规格书。 （2）输入电容和平衡电阻 继上一篇文章MOSFET的选型之后，本文将确定输入电容和平衡电阻的常数。 主要部件选型：输入电容C2、C3、C4 右侧的电路图是从整个电路图中摘录的输入部分的电路。输入端的输入电容需要C2、C3、C4这3个电容。需要确认整个电路时，请参考这里。 输入电容的容值通过下表来确定。 关于输入，如设计案例电路中所述，将AC输入电压整流后会变为DC电压，因此将根据DC输入电压值来设置常数。 输入电压规格：300～900VDC（400～690VAC） Pout＝24V×1.1A＝25W 根据上述规格，Cin为1×25＝25µF，因此选择33µF的电容。 输入电容也与输入停止后的输入电压保持时间等有关，因此，也可根据这些相关规格来选择电容量。 接来下，我们将探讨并来确定输入电容的耐压。从上面可以看出，这个电路是处理高电压的电路，要求输入电容具有高耐压特性。输入电容的耐压需要达到最大输入电压以上。最大输入电压按80%降额。 最大输入电压/降额＝900V/0.8＝1125V 要想支持1125V，需要串联使用三个450V耐压的电容，从而获得450V×3＝1350V的耐压。当然，整体上要获得33µF的电容量，各电容需要三倍的电容量，因此选择100µF/450V的电容。 主要部件选型：平衡电阻R1、R2、R3、R4、R5、R6 为了获得所需的耐压，我们采用了串联连接电容的手法，但在这种情况下，需要保持施加到所有电容的电压均衡，因而需要与各电容并联连接平衡电阻。从电路图中可以看出，平衡电阻是串联在输入端和GND之间，因此流经平衡电阻的电流只是一种损耗，故建议选择470kΩ以上的电阻值。平衡电阻R1、R2、R3、R4、R5、R6的损耗如下： 平衡电阻损耗（W）＝最大输入电压×最大输入电压/平衡电阻的和 ＝900V×900V/（470k×6＝2.82MΩ）＝0.287W 综上所述，得出： 输入电容C2、C3、C4：100µF/450V 平衡电阻R1、R2、R3、R4、R5、R6：470kΩ （3）用来设置过负载保护点切换的电阻 本文中将对本设计中使用的电源IC固有的功能、过负载保护校正功能的设置相关的电阻值进行计算。 主要部件选型：用来设置过负载保护点切换的电阻R20 首先，来确认过负载保护点切换设置电阻R20在电路上的位置。这个电路图是从整个电路图中摘录的。 此次设计中使用的电源IC“BD7682FJ”对于输入电压的波动具有校正过负载保护点的功能。 当输入电压上升时，如果过流限制是恒定的，则容许功率将直接增加。当输入电压超过设置值时，这种校正功能可通过降低电流限制电平来降低损耗功率，从而使过负载时的保护更可靠。 下面为计算示例。输入电压采用三相380VAC来进行设计。三相380VAC的最大值为√2×380VAC = 537VAC。对此取50%左右的余量，将切换电压设置为DC800V。 公式中的Izt是开关导通时从IC流到变压器VCC绕组Nd的电流。当Izt超过1mA时，降低过流限制电平，来降低过负载保护点。 接下来，我们来确认过负载保护点切换后，是否能保证额定负载。当过负载保护点切换时，Vcs=1.0V变为0.70V。这意味着过电流限制变为0.7倍。然后计算这个条件下的各个参数。 设变压器的转换效率为η=0.85，则过载切换后的输出功率可通过下述公式计算。 在这个公式中，fsw’不是计算值158kHz而是120kHz的原因是电源IC的最大开关频率为120kHz。 通过计算结果可以看出，当输入电压高于800VDC时，过载点发生变化，输出功率被限制为19.38W。下面给出示例电路中的实测值作为参考值。关于过负载保护点，不仅需要计算，还需要在整机实装状态下进行确认。 过电流检测　示例电路中的实测值（参考值） （4）电源IC的VCC相关部件 本文中将确定本设计中使用的电源IC的VCC引脚相关的元器件常数。VCC引脚是电源IC BD7682FJ的电源引脚。 BD7682FJ的内部控制电路通过施加于VCC引脚的电压来工作。大家都知道，如果这个电源电路的输入电压为300V～900V的话，不仅不能直接工作，还有可能瞬间被破坏。因此，需要生成较低的DC电压供该IC电源之用。VCC的工作电压范围为15.0V～27.5V，在“变压器T1的设计　其2”中已经介绍过，计算变压器VCC绕组Nd（也称为“補助绕组”或“第三绕组”）时，已经以VCC＝24V为前提计算出了Nd。 右侧电路图为相应部分的摘录。在这里，我们来确定“VCC用电压生成（橙色框）”、“VCC绕组浪涌电压抑制（橙色框）”及“VCC启动（蓝色框）”相关电路的元器件常数。 VCC电压生成用整流二极管D18及滤波用电容C5 通过电路图橙色框内的二极管D18和电容C5，将VCC绕组Nd（电路图的第5－6绕组）产生的开关电压整流为DC电压并滤波。该电路与二极管整流型DC/DC转换器基本相同。（框内的电感L4实际上是不使用的，请忽略。另外，电阻Rvcc1是浪涌抑制电阻，后续会进行说明） D18的耐压通过计算施加于D18的反向电压Vdr来确定。 VCC(max)按31.5V。VCC引脚具有VCC OVP（过电压保护）功能，其最大值为31.5V，所以VCC电压即使上升到这个电压值，也不会超过D18的耐压。设Vf为1V。VIN（max）为900V。根据“变压器T1的设计　其2”中求得的结果，Nd为8匝，同样，Np为64匝。 将这些值代入， 考虑到余量后，根据145V/0.7≒200V，最终选择具有200V耐压的二极管。D18根据其目的需要选择适合高速开关的类型。此次使用ROHM生成的快速恢复二极管RF05VAM2S。 电容C5选择22µF的铝电解电容比较合适，根据Vcc（max）耐压为35V。 VCC绕组用浪涌电压抑制电阻Rvcc1 受变压器的漏电感（Lleak）影响，当MOSFET从ON至OFF的瞬间，将产生大的浪涌电压（峰波噪声）。这种浪涌电压是由VCC绕组所引起的，VCC电压上升可能会引发VCC引脚的VCC OVP动作。插入5~22Ω左右的抑制电阻Rvcc1来降低这种浪涌电压。请在实际安装在产品中的状态下确认VCC电压的上升情况并调整电阻值。 VCC启动用电阻R11、R12、R13、R14、电容C6、二极管D19 对于VCC绕组的VCC电压来说，二次侧的输出是基础（Ns：Nd）。所以，在原理上，电路如果不开始开关工作，就不会产生VCC电压，故需要在启动时另行给IC施加VCC电压。启动用电阻（Rstart）R11、R12、R13、R14与启动用电容（Cstart）C6一起启动IC。另外，还可以使用这种CR来调整启动时间。此外，对待机功耗也有影响。 启动用电阻Rstart可通过以下公式所示的最小和最大条件求出。根据VIN_min取余量，VIN_start按180V。根据技术规格书，VCC UVLO（max）为20V，且待机时电路电流IOFF、即启动前的VCC最大电流为30µA，但需要确保余量，所以按40µA。VCC OVP（max）在技术规格书中的规定是31.5V，保护电路动作时的VCC电流Ion1取最小值300µA。 Rstart＜VIN_start－VCC UVLO（max）/IOFF＝（180V－20V）/40µA＝4000kΩ Rstart＞VIN_max－VCC OVP（max）/Ion1＝（900V－31.5V）/300µA＝2895kΩ 2895kΩ＜Rstart＜4000kΩ 根据计算结果，Rstart为2940kΩ（R11、R12各1MΩ，R13、R14各470kΩ）。 启动用电容（Cstart）C6由于还具有使VCC稳定的作用，所以推荐采用2.2µF以上的电容。再考虑到前述的启动时间，本次采用4.7µF的电容。图中显示了Cstart与VIN的启动时间的关系。 关于与启动电阻Rstart之间的关系，如果将Rstart的值设置的较小，则启动时间缩短，待机功耗增加。反之，如果将Rstart的值调大，则启动时间延长，待机功耗变小。 当VIN接通时，C6被充电；当VCC引脚的电压达到启动电压时，IC开始工作。其后，当输出电压超过恒定电压时，VCC生成电路工作且供给VCC电压。二极管D19要避免给启动时的滤波用电容C5充电。D19使用反向电流IR很低的开关二极管1SS355VM（ROHM生产）。请参考这里的电路图（在该电路中，Rvcc1为22Ω）。 （5）电源IC的BO（Brown-out）引脚相关部件 继上一篇VCC引脚相关部件的内容之后，本文来确定本设计案例中使用的电源IC的BO引脚相关的元器件常数。BO引脚是用来设置电源IC BD7682FJ的欠压保护功能的引脚。 什么是欠压保护（Brown-out）功能 欠压保护功能是当输入电压VIN低于正常工作所需的电压时停止开关工作的保护功能。该功能由BO引脚执行。例如，在启动时，直到BO引脚电压超过欠压检测电压值时才会开始开关工作，并且不产生不稳定的输出电压。另外，工作过程中一旦VIN下降、BO引脚电压低于欠压检测电压值则立即停止开关工作。工作停止时不会锁存，当VIN恢复、BO引脚电压再次超过欠压检测电压值时会自动开始工作。 欠压保护设置电阻R7、R8、R9、R10、R15及BO引脚电容C8 这个电路图中包括BO引脚所需的电阻和电容，以及内部功能模块。BO引脚连接于IC内部电压比较器的同相输入端，比较器的反相输入端被施加比较电压1.00V。据此，欠压检测电压VBO规定为标准1.00V、最小0.92V、最大1.08V。 向BO引脚输入将VIN电阻分压为RH和RL的电压，并使用1V作为阈值控制开关工作的开始和停止。也就是说，通过RH和RL来设置开关开始和停止电压。 另外，电阻值的计算需要考虑下列欠压检测迟滞电流IBO。 VBO＜1V（开关停止状态）：有灌电流（Sink Current）IBO VBO≧1V（开关工作状态）：无灌电流（Sink Current）IBO IBO规定为标准15µA、最小10µA、最大20µA。 下面是RH和RL的设置示例。 设开始开关工作的VIN（低→高）为VINON、停止开关工作的VIN（高→低）为VINOFF，则 根据上述公式，RH和RL可通过下列公式求出， 设VINON＝90V、VINOFF＝60V、VBO＝1V、IBO＝15µA，则 在前面给出的电路中， RH＝R7＋R8＋R9＋R10＝470kΩ+470Ω+470Ω+470Ω＝1.88MΩ、RL=R15＝33kΩ BO的线路中因阻抗高而对噪声敏感，所以电容C8是必需的。大致标准为0.01µF～1µF。在上述电路中选择了0.1µF。 （6）缓冲电路相关部件 本文介绍的内容不是电源IC BD7682FJ的功能设置部件，而是电源电路中常用的缓冲电路的组成元器件和常数。 什么是缓冲电路 缓冲电路是抑制浪涌的电路。在本例中是为了抑制输入浪涌而设置在输入端，其实也可用于输出端。由于输入连接于变压器的一次侧，所以受变压器的漏电感影响，当MOSFET从ON变为OFF的瞬间，将产生较大的浪涌电压（尖峰噪声）。这种浪涌电压施加在MOSFET的漏极－源极之间，因此如果产生的浪涌电压超过MOSFET的耐压，可能会造成MOSFET损坏。为了防止MOSFET损坏，插入由RCD（电阻、电容、二极管）组成的缓冲电路以抑制浪涌电压。由于大多数情况下都会产生这种浪涌，因此建议在设计之初就设置缓冲电路。 缓冲电路：Rsnubber1、Csnubber1、及D13、D14、D15、D16 在本例中使用的缓冲电路，由电阻Rsnubber1、电容Csnubber1、以及二极管D13、D14、D15、D16组成，只要去掉D15和D16就是典型的RCD缓冲电路。首先来确定钳位电压和钳位纹波电压，并按R、C、D的顺序确定常数。 1）钳位电压（Vclamp）、钳位纹波电压（Vripple） 钳位电压需要根据MOSFET的耐压考虑到余量来决定。余量取20%。 Vclamp＝1700V×0.8＝1360V 钳位纹波电压（Vripple）定为50V左右。 2）电阻Rsnubber1 Rsnubber1的选型需要满足以下条件。 这里设漏电感Lleak＝Lp×10%＝1750µH×10%＝175µH， 利用下列公式计算Po=25W、VIN(max)＝900V时的Ip和fsw。 根据上述计算： fsw从161kHz变为120kHz的原因与以前介绍的一样，因为电源IC的最大开关频率为120kHz。Rsnubber1是比计算结果253kΩ小的值，因此定为200kΩ。 Rsnubber1的损耗P_Rsnubber1可利用以下公式进行计算。 考虑到余量，定为2W以上。最终Rsnubber1采用2W、200kΩ的电阻。 3）Csnubbe1 Csnubber1的电容量通过下列公式计算。 由于容量要大于1607pF，所以选择2200pF。 施加于Csnubber1的电压为从Vclamp减去VIN(MAX)后的电压，即1360V－900＝460V，因此考虑到余量，Csnubber1的耐压定为600V以上。最终选用2200pF、2kV、10%、X7R、1210封装的陶瓷电容。 4）D13、D14 4个二极管中，D13和D14使用快速恢复二极管。耐压选择MOSFET的Vds(max)＝1700V以上的电压。此次串联使用2个通用的UF4007（1000V、1A）。 由于浪涌电压不仅受变压器的漏电感影响，还受PCB板薄膜布线的寄生分量影响，因此需要在组装于实际PCB板中的状态下确认Vds，并根据实际的电压调整缓冲电路。 5）D15、D16 这些二极管是TVS（瞬态电压抑制）二极管，是浪涌吸收元件。当需要获得更优异的保护性能时，可添加TVS来吸收瞬态尖峰噪声。通过确认MOSFET开关时的波形来决定是否使用。施加于这部分的计算值电压与施加于Csnubber1的电压相同，均为460V，因此串联使用2个钳位电压274V的1.5KE200A二极管，来吸收超出的瞬态电压。 （7）MOSFET栅极驱动调整电路 本文将对电源IC BD7682FJ的外置MOSFET的开关调整部件和调整方法进行介绍。 MOSFET栅极驱动调整电路：R16、R17、R18、D17 为了优化外置MOSFET Q1的开关工作，由R16、R17、R18、D17组成一个调整电路，用来调节来自BD7682FJ的OUT引脚的栅极驱动信号（参见电路图）。这个电路会对MOSFET的损耗和噪声产生影响，因此需要边确认MOSFET的开关波形和损耗边优化。 开关导通时的速度由串联插入栅极驱动信号线的R16和R17来调整。 开关关断时的速度由用来抽取电荷的二极管D17和R16的组合来调整。 通过减小各电阻值，可提高开关速度（上升/下降时间）。 在此次的电路示例中，R16＝10Ω/0.25W，R17＝150Ω，D17＝肖特基势垒二极管RB160L-60（60V/1A）。 准谐振转换器的开关损耗基本上不会在导通时产生，关断时的损耗占主导地位。 要想降低开关关断时的开关损耗，需要减小R16，提高开关关断速度。但这会产生急剧的电流变化，开关噪声会变大。 开关损耗和噪声之间存在着此起彼消（Trade-off）的制约关系。所以需要在装入实际产品的状态下测量MOSFET的温度上升（＝损耗）和噪声情况，并确认温度上升和噪声水平在容许范围内。请根据需要将上述常数作为起始线进行调整。 另外，由于R16中会流过脉冲电流，因此需要确认所用电阻的抗脉冲特性。 R18是MOSFET栅极的下拉电阻，请以10kΩ～100kΩ为大致标准。 （8）输出整流二极管 本文将介绍将二次侧（输出）开关电压整流为DC的二极管的常数计算。 输出整流二极管：ND1 首先来看电路图。输出整流二极管ND1即右侧电路图中的深蓝色二极管。 为了对开关电压进行整流，输出整流二极管采用高速二极管（肖特基势垒二极管或快速恢复二极管）。 首先来计算施加于输出二极管的反向电压。 设Vf＝1.5V、Vout(max)＝24.0V+5%＝25.2V，则： 对此，取30%余量，选择139.2V/0.7＝198V → 200V耐压产品。 另外，二极管的损耗为估算值： 相应的二极管，选用ROHM生产的快速恢复二极管RFN10T2D（共阴极双芯型、200V/10A、TO-220FN封装）。 原则上，希望在电压70%以下、电流50%以下使用。另外，需要在装入产品的状态下确认实际的温度上升情况，并根据需要增加散热器或重新评估部件。 （9）输出电容器、输出设置及控制部件 继上一篇文章之后，本文将介绍二次侧（输出）相关部件的选型。 输出电容器：Cout1、Cout2 先来回顾一下输出电容器的作用。当MOSFET为ON时，输出二极管DN1处于OFF状态。此时，从输出电容器提供电流给负载。当MOSFET为OFF时，输出二极管DN1处于ON状态，此时给输出电容器充电的同时供给负载电流。 输出电容器取决于输出负载容许的Peak-to-Peak纹波电压（ΔVpp）和纹波电流。先来求电容器的阻抗Z_C。 设ΔVpp=200mV，则： ※按照60kHz（fsw min）计算 由于普通的开关电源用电解电容器（低阻抗产品）的阻抗规定条件为100kHz，所以换算为100kHz。 接着求纹波电流Is（rms）。Is可通过以下公式求得。 接下来，电容器的耐压以输出电压的2倍左右为大致标准。 耐压选择50V以上。 最后选用符合“算出的阻抗以下、额定纹波电流在计算值以上、耐压50V以上”条件的电解电容器。在电路示例中，采用了开关电源用的低阻抗型产品，50V/470µF×2（并联）。 实际的纹波电压和纹波电流，必须通过在应用上实际安装进行确认。 输出电压设置电阻：R25、R26、R28、U3 输出电压根据以下公式进行设置。U3为TL431型的分流稳压器，是用来设置输出电压的基准电压Vref。设Vref为2.495V，则： 实际上请通过输出电压反向推算。 反馈信号调整部件：R24、R27、R32、C15、U2 在该电路示例中，为了使输出电压Vout更稳定，通过右侧电路调整Vout，并通过光电耦合器反馈至电源IC的FB引脚以进行隔离。 R27、C15为相位补偿电路。请在实际应用中装机，以R27＝1k～30kΩ、C15＝0.1µF左右的条件边确认响应边调整。 R32为光电耦合器U2的限流电阻。请以300～2kΩ进行调整。 R24为分流稳压器U3的阴极电流设置电阻。由于需要通过U3的TL431确保1mA，因此使R24为光电耦合器的Vf/1mA＝1kΩ。 （10）电流检测电阻及各种检测用引脚相关部件 本文将介绍电源IC用来降压及稳定控制的各种检测用引脚所需部件。 首先来看一下电源IC BD7682FJ检测用引脚功能。BD7682FJ通过FB引脚，ZT引脚，CS引脚来监测所需的位置（点），从而进行降压及稳定控制。 FB（反馈信号输入）引脚通过光电耦合器来监测二次侧输出电压，从而实现稳定控制。ZT（过零电流检测）引脚通过VCC绕组检测开关关断时线圈中积蓄的电力被供应给二次侧输出电容器，且供给电流已达到零。CS（一次侧电流感应）引脚在监测开关（MOSFET）电流的同时，还具有过电流限制功能。 作为整体的工作，通过FB引脚和CS引脚控制开关的导通时间，通过ZT引脚控制关断。 下面介绍各引脚所需的部件。 电流检测电阻：R19 R19通过开关晶体管Q1将一次侧的电流转换为电压。该电压由CS引脚监测，并设置输出的过负载保护点。设置R19的值，使一次侧的最大电流Ippk（0.66A）流过时CS引脚的过电流检测电压Vcs＝1V。    →1.5Ω 另外，R19的损耗P_R19为：       考虑到耐脉冲性能，设R19为1W以上。 关于耐脉冲，即使额定功率相同，耐脉冲性能也可能因电阻的结构等而改变。具体请向所用电阻的厂商进行确认。 CS引脚噪声保护用电阻及电容器：R22，C13 无法用消隐功能吸收噪声时，可考虑增加RC滤波器。不需要滤波器时，推荐插入R22（1kΩ左右）作为抗浪涌对策。C13为47pF左右。 ZT引脚电压设置电阻：R21 R21用来设置ZT引脚的波谷检测电压。ZT引脚的波谷检测电压为Vzt1＝100mV typ.（ZT引脚电压下降时），Vzt2＝200mV typ.（ZT引脚电压上升时）。另外，根据ZTOVP(min)＝3.30V，大致设置为Vzt＝1～3V左右。通过“用来设置过负载保护点切换的电阻抗”将R20设置为100kΩ。线圈匝数如“变压器T1的设计　其2”中所计算的，Nd，Ns均为8匝。   设置为 时，   则 →12kΩ ZT引脚电容：C11 C11是用来稳定ZT引脚和调整波谷检测时序的电容器。确认ZT引脚波形，波谷检测时序后进行其电容设置。在本电路示例中，选择47pF。 FB引脚电容：C12 C12是用来稳定FB引脚的电容器。推荐1000pF～0.01µF左右。在本电路示例中，选择2200pF。 （11）EMI及输出噪声对策部件 本文将介绍EMI对策和输出噪声对策用的部件选型。这将是示例电路部件选型的最后一篇。 EMI对策 EMC对策在设备设计中是非常重要的项目。开关电源因其“开关”的特性而产生EMI。针对EMI有以下3种对策： 1）在输入部增加滤波器 可增加电源用共模滤波器、LC滤波器等。 2）在一次侧和二次侧之间增加电容器 可增加称为“Y电容（Y Capacitor）”的电容器。一次侧GND和二次侧GND之间插入CY1（2200pF）。另外，在一次侧HV+和二次侧GND之间也插入CY2和CY3（各2200pF）。在这些用途中可能需要承受高电压等较大应力，因此请使用已获得所有相关标准认证的电容器。在这里使用EA型（X1,Y1）、1kV的产品。 3）给二次侧整流二极管增加RC缓冲电路 这与在一次侧开关节点加入缓冲电路的方法相同，给可以称为“二次侧的开关节点”的整流二极管DN1增加了R23（82Ω）和C14（330pF）。 每种方法都需要确认噪声的影响和对策效果并调整部件常数。 输出噪声对策 被输出整流二极管DN1整流的电压，由Cout1和Cout2滤波，如果要进一步滤波或对开关噪声进行过滤，需要增加LC滤波器。在该示例中，由L3（2.2µH）和Cout3（220µF）组成LC滤波器。这里也需要确认噪声的影响和对策效果并调整部件常数。 7. PCB板布局示例 截至上一篇文章，结束了部件选型相关的内容，本文将对此前介绍过的PCB电路板布局示例进行总结。 使用SiC-MOSFET的隔离型准谐振转换器的PCB布局示例 下面是使用了通孔插装型SiC MOSFET SCT2H12NZ的PCB布局示例。PCB使用双面PCB板。这是引线部件的平面视图。 下面是实际的PCB照片。如图所示，SiC MOSFET安装在散热器旁边。 这是表面贴装部件的布局视图。 使用SiC MOSFET或准谐振转换器时，PCB的布局原则基本不变。 8. 案例中的电路和部件清单 这之前介绍了示例电路的各部件选型要点、常数的计算、PCB板布局示例，最后将利用示例电路来确认并评估一下效率和波形。本文将给出整个电路和所有部件清单。 部件表中的部件是示例电路中使用的部件清单。由于需要针对不同的应用和条件进行优化，所适用的部件也不尽相同，因此这里的清单仅供参考。 9. 评估结果 （1）效率和开关波形 针对此前介绍过的示例电路，此次介绍其效率和开关波形的评估结果。 效率的评估 效率的评估结果曲线图中，给出了三种输入电压的效率和输出功率、各输入引脚的效率和输出电流。 图中是给DC输入引脚输入300VDC、600VDC、900VDC时的效率。设计的基本规格是24V/1A输出，因此在24W附近体现出良好的效率，比较理想的特性是低输出功率时也能保持高效率。在300V输入的示例中，到15W（Iout约0.63A）前的效率高达90%左右，到5W（Iout约0.21A）时也保持了80%以上的效率。在其他输入电压条件下也同样在广泛的输出功率范围内保持着高效率。 这张图中是向DCIN输入300VDC（红）、向ACIN输入300VDC（绿）、向ACIN输入300VAC时的效率。获得的结果是，不经由整流电路向DCIN的DC输入时效率最高。 开关波形的评估 虽然效率是通过测量功率或电压和电流就可以计算出来，而无需观察开关波形，但在开关电源中，观察关键波形并确认尖峰和振荡等是否有异常是非常重要的。下面是功率开关SiC MOSFET的漏极电压和漏极电流的开关波形。漏极电压波形是准谐振型的独特波形。相对于上段，下段的Iout是翻倍的。可以比较观察一下导通/关断的时间以及漏极电流的区别。 这些波形是接近理想波形的，也可以用于判断试制电路是否正常的参考。 10. 小结 此前共用19个篇幅介绍了“使用SiC-MOSFET的隔离型准谐振转换器的设计案例”，本文将作为该系列的最后一篇进行汇总。 该设计案例中有两个关键要点。一个是功率开关中使用了SiC-MOSFET。SiC-MOSFET与Si-MOSFET相比，具有损耗低且高温环境下工作特性优异的特点。另一个是开关拓扑选用了准谐振方式。准谐振方式具有噪声低且效率高的特点。通过这些组合，可设计出高耐压、高效率、低噪声的AC/DC转换器。对于近年来的主要课题–节能来说，SiC功率元器件是功不可没的。 此次使用的电源IC为准谐振控制器，SiC-MOSFET是外置的。目前ROHM正在开发SiC-MOSFET内置型转换器IC。内置Si-MOSFET的转换器IC有很多，但ROHM内置SiC-MOSFET的转换器IC为全球首发。 来源：techclass.rohm

本章将对不使用变压器的AC/DC降压转换器的电路工作和设计案例进行解说。 当然，AC/DC转换器并非全部是隔离型的。事实上，还有许多应用是无需绝缘的，因不使用变压器而具有尺寸、重量、成本方面的优势。为便于理解，先看一个电路示例。一般被称为“降压（Buck）转换器”的降压型转换器，也被称为“二极管整流”或“非同步整流”。概念上与DC/DC转换器的降压转换器相同。 下面列出了本章的概要。计划先回顾一下降压转换器的基本工作，然后使用上述电路示例从元器件选型方法到布局设计进行解说。 何谓降压转换器－基本工作及不连续模式和续模式 关于非隔离型AC/DC转换器设计，首先介绍电路工作。举例的AC/DC转换器，一般是被称为“Buck Converter（降压转换器）”的产品。本来“Buck Converter”的意思就是降压型转换器，是在DC/DC转换器中也使用的称呼。只是虽然说法较多，但以往的标准型降压转换器为二极管整流式（非同步式）的，因此存在习惯性地将二极管整流式的降压转换器称为“降压转换器”的倾向。先不说称呼了，降压转换器有几种降压方式，本案例中的降压转换器是前述的二极管整流式。 降压转换器的工作 下面使用基本的降压转换器范例，来说明其工作。通过了解基本工作以及电流路径和各节点的性质，来逐步掌握外围元器件的选型标准和注意事项。图中将高边的晶体管和低边的二极管替换为开关，示意性地进行说明。电路原理与DC/DC转换器的二极管整流相同，由于直接开关并降压转换将AC电压整流的高电压，因此作为开关的晶体管和二极管，需要是高耐压产品（比如600V耐压）。 ・高边开关（晶体管）ON时， 　电感L流过电流IL，积蓄能量 ・此时，低边开关（二极管）OFF ・电感电流IL通过以下公式表示 　（ton：导通时间） ・高边开关（晶体管）OFF时， 　积蓄于电感的能量通过低边 　开关（二极管）输出 ・此时，高边开关（晶体管）OFF ・电感电流IL通过以下公式表示 　（toff：关断时间） 不连续模式与连续模式 开关工作有两种模式，即不连续模式和连续模式。下表为两种模式的比较。 比较项目“工作”所示的是流过变压器初级绕组和次级绕组的电流波形。不连续模式因电感电流IL存在中断期间而被称为“不连续模式”。而连续模式则没有电感电流为零的期间。 箭头表示两种模式下电感、整流二极管、开关晶体管、效率的变化趋势。“↑”表示上升，“↓”表示下降。 连续模式下，开关ON时,在整流二极管的反向恢复时间（trr）中流过反向电流，并因该反向电流而产生损耗。在低电压的开关DC/DC转换中，整流二极管的反向电压低，反向电流也小，因此一般优先考虑输出纹波电压和高次谐波的降低等而使用连续模式。与此相对，在AC/DC转换中，二极管的反向电压高，反向电流大，因此一般为了降低损耗而使用无反向电流的不连续模式。但是，峰值电流会变大，当负载大时有时也会采用连续模式工作。 两种模式各有各的优缺点，一般50～60W左右以下的程度多选择不连续模式。更高的输出功率时，需要根据可容许的变压器尺寸等来考虑、决定。此次的设计案例使用不连续模式。 电源IC的选择和设计案例 关于非隔离型AC/DC转换器设计，已经介绍了基本工作等，接下来进入实际设计。首先选择该设计使用的电源IC。在其他章节也提到过多次，无论哪家电源制造商，进行电源电路的设计多会用到电源IC。因此，为了满足对电源规格的要求，使用什么样的电源IC已经越来越重要。 设计使用的电源IC 选择电源IC的前提是确立电源的输入输出电压和负载电流等。此次列举的非隔离型以及本AC/DC设计篇最开始列举的隔离型反激式转换器的方法都是一样的。 接下来，在此仅简单地列出此次设计相关的输入条件和输出条件。 ・输入电压：90VAC～264VAC ・输出：20V/0.2A　（4W） 以这些条件为基础，以考虑到所需效率和各种相关功能及保护功能等为前提，来设计实用下述电源IC的降压转换器。 另外，下面是选择这款IC的要点，换句话说，是选择IC时的关键之处。 ①支持非绝缘电路。 ②内置开关MOSFET， 可节省MOSFET选型精力，元器件数量也更少。 ③输入输出规格覆盖电源规格。 ④电流模式类型，控制更易稳定 ⑤内置启动电路，低功耗型 ⑥搭载轻负载时也可保持高效率的功能 ⑦保护功能完善 ⑧小型封装，可达5W（要求规格为4W） 为此款IC的内部电路方框图，仅供参考。但是，外部电路是隔离型反激式转换器的电路示例。请与后面给出的此次的电路–非隔离型降压转换器的电路比较一下。 BM2P094F的内部电路方框图（点击放大） 非隔离型降压转换器（不连续模式）的设计案例 下面的电路图是此次的非隔离型降压转换器的电路示例。 如前所述，输入电压为90VAC～264VAC，输出为20V/0.2A（4W）。AC输入被二极管桥式整流，直接通过IC内置的MOSFET开关。然后，由D4再次整流，经L1和C5滤波后成为DC输出。用来稳定的输出电压反馈是经过光耦的，如图所示，输入和输出没有绝缘。 此外，工作采用不连续模式。在输出功率较小的AC/DC降压转换器中较为普遍。 下一章开始将对组成该电路的主要元器件的选型和常数计算进行解说。 主要元器件的选型 （1）输入电容器：输入电容器C1与VCC用电容器C2 上一章确定了设计使用的IC，本章进入外置元器件的选型和常数计算。 输入电容器：C1 电容器C1连接于将输入AC电压桥式整流的输入线。 输入电容器的容量可将下表作为大致标准来决定。 输入电压（ＶAC） Cin（uF） 85-264 2×Pout(W) 180-264 1×Pout(W) 该案例的输入电压范围为90VAC～264VAC，因此按照2×Pout计算。但是，这些是全波整流时的大致标准，故条件不同时或某些输入电压保持时间规格下需要进行调整。 Pout通过输出规格求得。输出为20V/0.2A，因此C1的电容如下。 Pout = 20V×0.2A = 4W C1 = 2×4 = 8　⇒　10µF 接着来确定电容器的耐压。如电路图所示，输入、即该电容器需要最大输入电压被整流的电压VAC(max) 的1.41倍的电压。 264VAC 时 264V×1.41 = 372V　⇒　400V以上 本案例的电路中，考虑到余量等选用450V的电容器。 VCC用电容器：C2 然后来确定VCC用的电容器C2。VCC用电容器用于稳定从输出生成的电源IC的VCC电压。 C2的电容量根据电源IC的技术规格推荐2.2µF以上。考虑到输出电压，选择50V/10µF。 另外，C2还起到决定给电时IC的启动时间的作用。关于C2的电容量和启动时间的关系，请参考技术规格中记载的下述图表。10µF时的启动时间大概为0.08sec。如果这个启动时间需要调整，还可以选择2.2μF以上的比如22µF等其他电容量。 （2）电感L1 本文作为“主要部件的选型”的第二篇文章，将介绍在开关电源中发挥着重要作用的电感的选型方法。 电感：L1 电感L1如右侧电路图所示，由输出电容器C5和LC滤波器共同组成。L1电感值的设置要使设备在不连续模式下工作。这是因为如果以连续模式工作，二极管的反向恢复时间、trr间的反向电流会导致二极管的损耗増加，而且该反向电流还会成为MOSFET导通时的峰值电流，因此MOSFET的损耗也会増加。为了避免这种问题而选择不连续模式。 电感值的计算 首先计算电感值。设VIN为101V。假设90VAC条件下，峰值电压为1.41倍，余量为20%。 设 VIN = 90VAC×1.41×0.8 = 101V ，则： Iomax取20%左右的余量，得出：Iomax = 0.2A×1.2 = 0.24A。 设临界点（峰值）　Ip = Iomax×2 = 0.48A　，则： 根据该计算结果，选择标准值470µH。 电感电流的计算 接下来计算电感电流，以确定电感的容许电流。 输入电压最大时，电感电流最大。最大输入电压为264VAC时，电源IC开关（MOSFET）的导通时间为IC的最小导通时间。根据输出电压和电感的电感值等条件，该最小导通时间约为0.6～1.5µs。 假设最大输入电压264VAC时的最小导通时间为1µs，则： 因此，应该选择电感值470µH、电感电流0.8A以上的电感。必须要注意的是，一定要通过实际装机来确认电感电流，确保是电感不饱和的。 （3）电流检测电阻R1 本文是“主要部件的选型”的第三篇文章。在案例电路中，需要以限制开关电流为主要目的的电流检测电阻。电流检测电阻的选型与上一篇“ 电感 L1 ”有着密切的关系。 电流检测电阻：R1 右侧电路图为案例摘录。从内置MOSFET的源极到输出之间电路中串联了电流检测电阻R1。R1用来限制开关电流，保护电路免受输出过载影响，同时还用于电流模式控制的斜率补偿。 众所周知，斜率补偿是用来解决电流模式降压转换器的次谐波（Sub-harmonic）振荡的措施和方法。近年来大多数电流模式降压转换器均搭载了斜率补偿电路，利用电阻等很少的外置器件即可实现补偿。这种电路中所使用的电源IC BM2P094F也同样采用了R1。 次谐波振荡是以振荡频率的整数倍为周期进行振荡的现象，在连续模式状态下当占空比达到50%以上时就有可能发生。 电流检测电阻R1的计算 电流检测电阻 R1利用以下公式进行计算。在该计算中，需要上一篇“电感 L1”的计算中使用过的几个公式和值。另外还需要电源IC BM2P094F特有的过电流限制特性的相关信息。下面已经在计算公式中代入了相应的数值并求解。 接下来对各个项进行说明。R1是该IC内部的过电流限制电压 Vcs_limit除以电感峰值电流 IL（Ip）后的值。展开Vcs_limit，Vcs的基数是0.4V，是增加了过电流检测后与某个延迟时间成正比的电压上升量后的值。右上图摘自IC的技术规格书，从图中可以看出，延迟时间1µs的CS_limit电压增加20mV。所以，在上述计算公式的分子中，“0.4V”为基数电压，“20mV/µs”为増加率。基于过电流检测的延迟时间，使用开关导通时间的最大值ton(max)。 ton(max)在上次计算电感值时已利用以下公式求出。 分母电感峰值电流IL也一样使用上次求出的最大输出电流 Iomax = 0.2A×1.2 = 0.24A、峰值电感电流 Ip = Iomax×2 = 0.48A 。 实际的计算是3.3×20mV = 66mV加上0.4V得0.466V再除以0.48A。根据欧姆定律，电阻值选择0.97Ω（四舍五入后为1Ω）。 （4）输出电容器C5 输出电容器具有与电感一起平滑输出电压的LC滤波器的作用和供给负载电流的作用。另外，输出纹波电压的大小在很大程度上取决于电容的阻抗。 输出电容器 C5 右侧电路图截取自电路图的输出部分。输出电容器C5从输出端连接至GND。可以看出它与电感一起形成LC滤波器。 当IC中内置的MOSFET导通时，输出二极管D4关断，输出电容器被充电的同时负责供给负载电流。 当MOSFET关断时，输出二极管导通，此时由输出电容器供给负载电流。 输出电容的常数计算 输出电容器选型时，要使输出的峰值纹波电压（ΔVpp）在设计的目标输出纹波电压以内。输出纹波电压由峰值电感电流的有效值–纹波电流和电容的阻抗决定。所以，以目标纹波电压为起点进行计算。C5的阻抗Z可通过下列公式计算。 假设ΔVpp=100mV，则：　 求出的Z为该电路的最小开关频率60kHz时的值。一般的开关电源用电解电容器（低阻抗产品）的阻抗规定条件为100kHz。在谐振点之前，电容器的阻抗相对于频率几乎呈直线下降趋势，所以可根据下列公式求出100kHz时的Z。 接下来求纹波电流 Is(rms) 。 至此求出了电容器的阻抗和纹波电流。 最后，耐压根据经验法则一般以输出电压的2倍左右为大致标准： VOUT×2 = 20V×2 = 40V →　35V以上 综上所述，最终选择阻抗0.08Ω以下、额定纹波电流0.4A以上、耐压35V以上的电解电容器。在该电路中，选择了开关电源用的低阻抗型、35V耐压、 470µF的电解电容器。 不仅输出电容器，实际的纹波电压、纹波电流也必须通过在应用上实际安装进行确认。 另外，电解电容器属于寿命有限的元器件产品，流过的纹波电流越多寿命越短。相关寿命由电容器厂商提供计算方法和规定，因此请向电容器厂商确认。 （5）输出整流二极管D4 本文将介绍输出整流二极管的选型。 输出整流二极管 D4 输出整流二极管也称为“Catch Diode ”或“Freewheeling Diode”。另外，在同步整流型二极管中，这种二极管被替换为晶体管，就是被称为“低边开关”等的部分。 如右侧电路图所示，输出二极管D4由输出端连接至GND。当高边MOSFET关断时，电感中积蓄的能量经由D4输出。 输出二极管的常数计算 输出整流二极管利用开关频率来导通/关断，所以使用可高速开关的快速恢复二极管。需要探讨的是耐压和损耗。 施加于输出二极管的反向电压考虑到余量为：   Vdr = VIN (max)÷0.7 = 372V÷0.7 = 531V →　600V 二极管的损耗估算如下：   Pd = VF×Iout = 1V×0.2A = 0.2W 二极管使用RFN1L6S（电路图中有指定）。 下面是快速恢复二极管 RFN1L6S的规格值表和VF-IF特性。此次有电路示例，所以没有必要进行实际的二极管选型，不过机会难得，就当通过搜索或其他什么手法选中了RFN1L6S作为600V耐压、0.2A以上的二极管来探讨吧。 在耐压方面，VR、VRM都是最大额定600V，与计算出的值一致。IO为0.8A，在能力方面对于实际的Iout 0.2A来说具有相当大余量，不过考虑到容许功率，是可以具备这个程度的余量的。另外，不一定有完全符合设计规格的变化。或者说，可能“正好”的情况很少。不管怎样，需要在近似且有余量的情况下适当妥协。 还有，之所以记载了VFｰIF特性，是因为通过计算VF为1V，可规格中规定最大1.45V、Typ 1.15V，是为了向有“按1V计算可以吗？”疑问的人解释。IF＝0.8A是VF的条件。实际使用时的IF为0.2A，所以从曲线图中可以看出，求0.2A时的VF时，在最恶劣的温度条件下也在1V以下。也就是说，这个计算是使用与实际条件接近的数值进行的。 至于余量保持多大为好，这取决于经验。余量过大会造成过度设计，导致成本和尺寸增加，事实上恰当的判断是很难的。最终还是需要积累经验。 虽然说经验很重要，不过在实际使用的条件下确认损耗和结温是必须环节。 EMI对策 前一篇文章介绍了主要部件的选型和常数计算的相关内容。本文将介绍降低EMI的对策。 近年来，EMC可谓是电子设备的重要课题之一。世界各国对EMC都有限制规定，在进行设备设计时必须满足相关要求。在此之前，可以说是因为存在当开关电源散布噪声时将使设备的S/N降低，从而使设备无法满足规格要求的情况，因此必须采取噪声对策。 另外，由于偶见混淆EMC和EMI等术语的情况，下面先整理一下这些术语。 ・EMI（Electro Magnetic Interference）：电磁干扰   电波和高频电磁波成为噪声而影响电子设备等，或是会造成影响的电磁波。   －传导噪声：经由线缆和PCB板布线传导的噪声 差模（常模）噪声：发生在电源线之间，且传输方向和电流相同的噪声 共模噪声：透过金属外壳等，通过杂散电容等，回到信号源头的噪声   －辐射噪声：释放到空气中的噪声 ・EMS（Electro Magnetic Susceptibility）：电磁敏感性   指即使受到电磁波的妨碍、干扰（EMI：传导噪声及辐射噪声）也不会引起损坏的能力与耐受性。 ・EMC（Electro Magnetic Compatibility）：电磁兼容性   EMI＋EMS。辐射（Emission：排放，发射）对策和抗扰性（Immunity：耐受性）的兼容及其对策。 EMI从路径来看，分成传导噪声和辐射噪声，传导噪声根据传导方式，又可以再细分成差动模式噪声和共模噪声。 EMI对策 正如在上述术语解说中所述，EMI是会对其他电路造成影响的，因此，其对策的关键是防止产生噪声。产生噪声的主要原因是大电流开关的节点或线路。基本对策是增加起到阻抗匹配和旁路/滤波作用的电容器、电阻/电容电路。下面再次给出整体电路，一起来看一下对策要点。 ・在输入端增加滤波器 输入电压是带有纹波的高电压，并通过内置MOSFET来高速ON/OFF,所以在输入端增加滤波器可降低噪声。 ・在内置MOSFET的漏极－源极间增加电容器 即电路图中的C8。电容值需要47～100pF左右，耐压需要500V以上。这种做法可降低高速开关引起的OFF时的浪涌。另外也是一种缓冲方式。但是，会增加损耗，因此必须注意温度上升情况。 ・给输出整流二极管D4增加RC缓冲电路 与D4并联增加C9：500V/1000pF、 R10：10Ω/1W左右。这种做法可降低ON/OFF时产生的尖峰电压，这与输入缓冲电路的思路相同。由于常数只是参考值，所以必须先确认实际噪声后再加以调整。 ・在输出端增加LC滤波器 右侧电路图是在输出端增加了LC滤波器的示例。L2是10µH，C10是10µF～100µF左右） 输出电压中存在着取决于开关频率的纹波，以及谐波、电感和电容器所引起的噪声。当这些噪声造成困扰时，在输出端增加LC滤波器可有效解决该困扰。 这些是主要的噪声对策。不论何种方式，都必须测量噪声，或至少确认噪声对设备造成的影响。准确测量噪声需要具备测量环境和装置。无法定量测量噪声值时，有时可以从设备的S/N等性能层面来掌握是否会造成影响以及影响的程度。 这里提到的对策，是属于电源电路结构上的噪声对策。噪声的产生也和PCB板布局、元器件配置、元器件性能等有关系。在某些情况下，可能需要将LC滤波器由简单的L型升级为π型或T型，或在电路板上设置屏蔽等。 此外，某些设备规格还必须符合噪声标准（比如国际无线电干扰特别委员会（CISPR）颁布的标准等）。当需要满足某些标准要求时，是需要从设计阶段开始就必须谨记的，这一点是非常重要的。 实装PCB板布局与总结 本文将介绍该设计案例的PCB板布局示例，并进行整体总结，以结束AC/DC转换器 设计篇 “AC/DC　非隔离型降压转换器的设计案例”。 PCB板布局示例 在其他章节中也提到过，无论是AC/DC还是DC/DC，开关稳压器设计中的PCB板布局都是非常重要的。在此也再次强调一遍，开关电源是模拟电路(近年来还有“数字电源”），自身会产生噪声，同时对噪声也非常敏感。另外，由于开关噪声会作为EMI对周边产生影响，因此布局需要尽最大努力不产生噪声的设计。 下面是该设计案例的PCB板布局设计示例。此次是“非隔离型”电路设计，但基本思路是一致的。开关电源电路的路径，需要考虑到有大电流ON/OFF的路径和对噪声敏感的控制信号路径两种。PCB板布线布局时，大电流路径应尽量避免产生噪声，控制信号路径应尽量避免受到噪声影响。 关于PCB板布局，由于其重要性，在电源IC的技术规格和设计资料中一般会提供PCB板布线布局范例供用户参考。某些情况下，提供光绘文件等能直接利用的数据的业者也不在少数，请充分利用这些数据。但是，不可忘记的是，无论多么严格遵守规格要求来设计，都必须进行实际装机确认，这是不言而喻的。 来源：techclass.rohm

概述 在这里，以“AC/DC PWM方式反激式转换器设计方法”为主题，说明使用AC/DC转换器用IC设计的步骤和方法。 近年来，针对电子设备的节能化要求愈来愈严，必须高效率和低待机功耗，AC/DC转换器板载设计越来越流行，并进一步优化。 设计AC/DC转换器时，要处理高电压，且必须同时设计变压器因此往往被设计人员敬而远的，但当要求设计能满足节能化要求的优化AC/DC转换器时，就有挑战的价值了。此外，最近较容易构筑AC/DC转换器的控制IC种类也日益增加。 面临上述情况，本节将从设计AC/DC转换器的步骤概述开始说明，接着加入确认设计电源的规格、使用IC的选择以及实际的设计例。 说明内容分成多个细项。此外，将按照设计步骤依据顺序加以说明。为能通盘理解全部的内容，推荐依照顺序阅读。部分项目可以独立阅读，但使用IC的设计例等，依照顺序阅读会较容易了解。下文将提到全部的步骤，希望能供各位参考。 1. 绝缘型反激式转换器的基础 在开始设计前，先确认绝缘型反激式转换器的基本概念。开关式AC/DC转换、反激式转换器的特色、工作和缓冲、不连续模式和连续模式，在设计前必须了解这几个项目。 （1）开关AC/DC转换 首先，简单说明一下开关方式的AC/DC转换。请参照右侧的基本电路，以及位于下方的波形。 在这里，以日本国内为例，输入电压设定为100VAC。此100VAC最初用桥式二极管加以整流。此为全波整流。100VAC直接整流，所以桥式二极管须为耐高电压规格才行。100VAC的峰值为140V左右。 再以电容器使其平滑。电容器的规格同样须为耐高电压。 以转换的原理来说，会在此时行进行AC/DC转换，但由于转换成一般DC驱动电路能使用的DC电压，因此之后还有几个步骤必须完成。 利用整流器和电容器转换的高压DC电压，经由开关元件ON/OFF加以斩波（切分），并经由高频变压器，将电能传送至二次侧。开关元件的ON/OFF频率，也就是开关（斩波）频率，例如频率使用比原本50/60Hz 还要高出许多的50kHz。此外，斩波后的DC电压将成为呈现上图方波的AC。 利用二次侧的整流二极管，整流该高频率AC电压，以电容器使其平滑后，如果DC输出电压设定值为12V，则就转换成12VDC。图片中省略了高频率AC电压的整流波形，但它是使用1个二极管的半波整流。 整理AC转换至DC的过程和工作状况，一次侧会直接整流－平滑100VAC，转换成高压的DC电压。接着使用开关元件，将高压的DC电压转换成高频的方波，再经由变压器传送至二次侧。 二次侧会产生高频AC电压，因此再次进行整流－平滑，以转换成想要的DC电压。 采用此方式，会将100VAC转换成想要的DC电压，必须使用控制电路（控制IC和反馈电路）来控制开关元件ON/OFF时间。基本上会选择采用开关方式的AC/DC转换。 （2）反激式转换器的特征 本设计事例使用称为反激式的变压器方式。在这里，将说明反激方式的基本电路和特征。 反激式转换器除了一般的PWM控制外，还有自励型的RCC（Ringing Choke ConVerter）、RCC利用使用共振技术的准谐振型，一共有3种，常使用在100W以下的开关电源上。 基本电路如图所示，非常简单，只有少数部件所组成。经由开关用晶体管斩波输入电压（DC），之后再透过开关用变压器，将电能传送至二次侧。接着，在二次侧进行整流、平滑，成为需要的DC电压。不过，实际的电路会监控输出，并增加控制开关晶体管的反馈电路、控制电路。 反激式转换器，可组成降压和升压，且同时支持绝缘和非绝缘，优点是确保大输入电压范围，但较大的峰值电流会流过开关元件、二极管和输出电容器，导致必须采用能支持该峰值电流的部件。 构成绝缘电路时，使用光耦合器或三级绕组，隔离二次侧，也就是来自于输出的反馈。视控制IC而定，在无来自于输出的反馈下保持稳定。以下为反激式转换器的特征总结。 反激式转换器的特征 可组成降压、升压 可组成绝缘、非绝缘 构造简单、能以最少的部件数量组成 适用于100W左右的开关电源 输入电压范围大 和正激方式相比，必须加装大容值的电容器 输出精度要求不高时，变压器的匝数比决定其输出电压，也可利用作为非稳定输出电 （3）反激式转换器的工作和缓冲 首先，MOSFET为ON时，与变压器为反向极性，电流经过变压器初级绕组，蓄积电能。此时，二极管为OFF。其次，MOSFET为OFF时，蓄积的电能透过二极管，从变压器的次级绕组向外输出，之后再经由整流、平滑，产生DC电压。 约略说明一下反激式转换器的工作。电路使用PWM控制的反激式转换器，连续模式工作。 其工作和各部的电压、电流波形如下所示。 MOSFET为ON时，电流经过变压器初级绕组，蓄积电能。此时，二极管为OFF。 MOSFET为OFF时，蓄积的电能通过二极管，从变压器的次级绕组向外输出。 ・缓冲电路 反激方式中，由于变压器铁芯间有间距，会造成磁漏现象，产生漏电感。开关电流同样会流过此漏电感并蓄积电能，但因未与其他线圈结合，因此不会移转功率并产生浪涌电压电压，施加在MOSFET的漏极-源极之间。上述的Vds的波形中也现该状况。产生的浪涌电压超过MOSFET耐压值时，可能会造成MOSFET遭到破坏。为了防止MOSFET遭到破坏而设定缓冲电路，以抑制浪涌电压。位于上述电路图一次侧，由电阻、二极管、电容器组成的电路就是缓冲电路。请记住，缓冲电路是大多数反激式转换器中，基本且必要的电路。 （4）不连续模式与连续模式 开关电源的工作分不连续模式和连续模式两种。本次的设计事例采用不连续模式工作因此在本节将说明两种模式。下表总结了特征和优缺点。“工作”的项目中的波形代表流过变压器的初级绕组和次级绕组的电流。此外，关键词中的“↑”和“↓”分别代表“上升”和“下降”。 连续模式工作在开关ON时的整流二极管反向恢复时间（trr）* 中流向反向电流，并因反向电流而产生损耗。使用低电压的开关DC/DC转换器时，整流二极管的反向电压会变低，反向电流也会变小，因此一般会以输入纹波电压等为优先，使用连续模式。 对此，使用AC/DC转换器时，会因为二极管的反向电压变高，流过反向电流而产生极大的损耗，是故大多采用不连续模式，避免反向电流经过。但是，峰值电流会变大，当负载大时也会采用连续模式工作。 两种模式各有其优缺点，如果最大只到60W左右，一般较适合不连续模式。大于60W时，必须根据变压器容许尺寸来考虑、决定。本次设计事例为36W，所以选择了不连续模式。 *二极管的反向恢复时间 施加正向电压到PN接合二极管后，将流过正向电流。如果急剧施加反向电压，某段时间内本来不会流过的反向电流，反而会流过。一直到原本状态为止的时间称为反向恢复时间 2. 设计步骤 在确认基本步骤后，接着说明设计步骤。 设计步骤不仅限于AC/DC转换器，大部分的设计都会采用类似的步骤。一开始先确认要求规格，然后选择能实现要求规格的部件。在这里，决定“控制用电源IC的选择”，最近的电源设计几乎都是利用电源用IC，因此选择电源IC，并以该IC为中心进行设计。接着，决定必须使用IC的部件，计算出常量等进行设计。流程为根据图纸制作试作品，再来是评估性能、量产，最后出货。 1．确定要求规格 2．控制用电源IC的选择 3．设计、外围部件选定 4．评估、试作 5．量产设计、评估、出货检查 1．确定要求规格 第1个步骤从明确了解要求规格开始。这原本就是第一个且最重要的步骤，但电源规格是“在决定整体电路规格前，无法完全确定”，必须在整体设计期间结束时加快脚步进行设计等，的确有可能让电源设计人员感到非常困扰。不过，正因为未决定好无法有任何进展，因此大多会先制作暂时规格以支持该问题。 确定要求规格 输入输出：输入电压范围、输出电压值和精度 负载：电流、有无瞬态（含休眠/唤醒） 温度：最大/最小值、是否冷却 尺寸：安装面积、高度（外形尺寸） 必要保护：低电压、过电压、过热等 特殊环境/使用条件：车载、航天、通信、RF等 成本 虽然非常严格，但“未彻底弄清楚规格，就无法开始设计”也是不争的事实．．． 写出确认规格时的主要确认项目。以输入条件为例，因为是供日本国内使用，所以100VAC即可，但如果是销售至全球市场，就必须要能够进一步扩大能支持的范围，或是因为销售国家，造成电压不稳定，部件选择受比如还有多大余量等规格要求而出现很大变动。 另外，为了设计符合要求规格的电源，还必须详细考虑其他项目。 2．控制用电源IC的选择 第2个步骤为控制用的电源IC的选择。根据第1个步骤确认到的要求事项，决定适用的电源方式、变压器方式或开关方式、降压或升压、反激式或正激式，以及AC/DC转换器中最重要的讨论事项，也就是绝缘型或非绝缘型，之后再选择控制IC。也就是说，控制IC的选择决定电源方式。 控制用电源IC的选择 方式：变压器方式、开关方式 方式：降压、升压、升降压、反转 方式：线性、反激式、正激式等 绝缘/非绝缘 在实际设计电源时，电源IC占了非常重要的地位，会因为使用的IC来决定电路和部件。换言之，设计时能以IC为中心。 3．设计、外围部件选定 决定IC和电源方式后，接着参考IC的应用例等进行设计。包含变压器设计在内，决定外围电路的电容器和电阻等的常量。 设计、外围部件选定 主要变压部件：变压器、桥式、二极管、电容器等 必须使用IC的部件 各常量的计算、优化 变压器设计 设计时，在电气、电子知识外，还必须具备部件知识，其中又以经验最为必要。不过，即使在凭借这样的知识和经验进行设计，仍会有不了解和不顺利的时候。此时，可以利用部件厂商的支持，迅速完成设计，避免徒劳无功。 4～5．评估、试作、量产、出货 那么，完成图纸和部件列表、建立基板线路后，即进入试作、评估的阶段。 评估、试作 利用评估板/工具 制作试作基板、设想条件下的工作、性能评估 调试、优化 符合/不符合要求规格、权衡的判断 量产设计、评估、出货检查 在试作阶段，首先从确认基本工作开始，但有时可能会难以判断工作是否正确。这时候，不稳定会判定是否符合设计的规格，不过大多数的IC厂商都会准备其IC的评估板，可以多加利用。利用确实能正常工作评估板，比较、探讨设计的电路是否正确工作。 调试和优化的作业结束后，开始判断是否可以进入量产。此时，有时可能无法完全满足要求规格。不会退让的规格要求，必须重新设计，或是稍微妥协，讨论如何取得权衡，尽量让全部产品接近目标值。 希望大家在设计时，大致上都能遵循上述步骤。 3. 电源规格的决定 如同“设计步骤”项目中所说明般，在一开始设计时，必须决定电源具备哪些性能和特性，确定电源规格。 其实，电源规格并非单方面由电源设计人员决定就好。除了要求输入电源和供电负载的电压精度、电流等之外，还必须确认效率和工作温度范围等事项。而这些都是依照系统整体规格和供电基板规格来决定。 然而，现实上并不是一开始设计时，就已经确认这些规格。不是只有供电电路的设计人员疏忽而已，如果供电端未设计至某一个程度，也无法确定要设计什么样的电源规格。 虽说如此，如果要等全部明确才要设计，无庸置疑地，设计时间已经快要结束，只剩下极少的时间能用在电源设计上。因此，在某个时间点先根据大略的数据，在可以变更的前提下，于容许范围内弹性设计电源规格。 在开始设计前，须先写好原本要决定的规格，以及设计开始时，能允许的最低限度规格。 应决定的电源规格 输入输出：输入电压范围、输出电压值和精度 负载：电流、有无瞬态（含休眠/唤醒） 效率、待机功耗 温度：最大/最小值、是否冷却 尺寸：安装面积、高度（外形尺寸） 必要的保护：低电压、过电压、过热等 特殊环境/使用条件：车载、航天、通信、RF等 必须取得的认证和规范 成本 设计开始的最低限度规格 输入电压范围 输出电压/精度/电流 输出纹波电压 绝缘耐压 工作温度范围 效率 无负载时输入功率 接下来将具体说明“最低限度电源规格”的各项目。 ・输入电压范围 输入，因其是AC/DC转换器，理所当然是AC电源了。幸运的是家庭和办公室用的AC电源是公称电压。日本公称电压为100VAC，以全球的情况来说，都在100VAC～240VAC的范围内。此外，因为是公称值，如果包含容许差在内，大多会设想下限-15%的85VAC、上限+10%的264V范围内。电源方面会视国家而定，在定容许差时，必须根据过往经验和掌握实际情况才行。以此方式，根据搭载设计电源的设备的出货地，来决定输入电压范围值。 世界家庭用主要电源电压（公称值） 日本：100VAC 美国：120VAC 加拿大：120VAC/240VAC 英国：230VAC/240VAC 俄罗斯：127VAC/220VAC 中国：110VAC/220VAC ・输出电压/精度/电流 AC/DC转换器的输出电压，设定系统或电路基板必要的DC电压值。以工业设备为例，一般设定24VDC和12VDC等共通标准电压，但目前也有不少设备直接设定5VDC和3.3VDC等驱动电压。总之，都必须达到输出电压±5%的精度。这是依据被供电设备的要求来决定。在设计时，必须讨论能够满足要求精度的部件和方式。 输出规格中，输出电流也是非常重要的。必须充分供应能满足供电电路需要的电流，且维持输出电压稳定化。虽然余量大，容许范围广，但部件成本高和尺寸大，在此之下，最大负载电流相关数据就显得非常重要。此外，还要探讨发生负载瞬态的响应特性。不足时，就可能造成系统复位等，对系统带来致命的损害。 讨论电流值后，当根据AC/DC转换器的输出状况，以个别的开关稳压器组成电源时，能依据功率状况来思考电流值。开关稳压器是转换功率，因此AC/DC转换器制作出12VDC，将其当作输入电流切，开关稳压器的效率达80%，转换成5V/0.8A，但输入功率则是变成5W。单纯来看，AC/DC转换器的12V输出值转换成5W，因此输出电流只要0.42A即可。转换功率用的电源，其输出能力大多以功率值表示。 ・输出纹波电压 纹波就是脉流。转换后的DC电压，包含着与输入AC电源频率、开关转换频率相关的脉动电流。当然，在转换的过程中会进行平滑/滤波，但却无法归零。例如输出以5VDC为中心，产生400mVp-p的纹波时，最大值为5.2V，最小值为4.8V。对此，5V±4%能满足一般精度要求±5%，但输入3.3V输出，产生400mVp-p的纹波时，就会变成3.3V±6%。 起因于开关工作的输出纹波电压示意图 AC/DC转换器会制作称为12VDC的总线电压，将其当作输入电压，再利用个别的稳压器等，产生各电路必要的电压，或许能够舒缓AC/DC转换器的纹波问题。不过，在上述范例中，如果直接供电给低电压设备，纹波电压就可能造成某些问题。总之，虽然纹波电压愈小愈好，但仍要考虑到滤波器设定空间和成本，来设定容许值。 ・绝缘耐压 视系统的规格而定，有时AC/DC转换器必须能够绝缘。工业设备和医疗设备等基本上必须绝缘，且可能会指定绝缘等级。AC/DC转换器的绝缘指一次侧（AC输入），和二次侧（DC输出）无法导通，基本上由变压器负责绝缘的工作。绝缘除了3kVAC的电压外，还必须讨论绝缘构造、绝缘等级等规格相关事项。设计变压器的人必须具备规范和部件方面的知识才行。各个详细内容请参照规格书等。 ・工作温度范围 应该要设定搭载设计电源的系统，以及设备工作温度范围等规格。AC/DC转换器必须由符合要求的功率控制IC和部件组成。此外，虽然大多以周围温度标示设备规格，但AC/DC转换器如果装设在内部，就必须以内部温度为基准来决定规格。AC/DC转换器会少量发热，一但超过所用部件的额定值，将可能发生致命的损坏，因此温度方面必须充分进行验证。 ・效率 效率是指针对输入功率的输出功率的比率，以%表示。效率达80%代表损耗20%，损耗基本上会变成热。现今提升效率已是必备要件，也因此必须充分理解和热相关的事物。 为了提升效率，必须探讨使用变压器方式、控制IC、外置部件。 ・无负载时输入功率 输出电流不流动时的输入功率，也就是无负载时的自我功耗。节能化已经是设备的责任和义务，必须将毫无用处的自我损耗降至最低才行。EnergyStar即是其中一例。电路组成和控制IC在降低自我功耗上，扮演着非常重要的角色。 以上内容为最低限度，但可能因为各种原因，造成上述数据和自己遇到的情形不同。此时，就必须根据经验法则，判断电源拥有哪一种程度的性能和特性，就能够广泛支持各项条件要求。最重要的就是先了解能修正变更或全部重做后，再开始进行设计。 4. 设计使用IC的选择 电源规格确定后，将进入设计的第2个步骤“控制用电源IC的选择”。 为什么是“IC的选择”呢？近年来电源电路的设计上一般会利用电源用IC（电源厂商可能不同），除了拥有非常优秀的控制性能外，还会搭载各种保护功能，因此设计简略不复杂，对安装面积等反而有利。 在这里，以设计PWM方式的反激型AC/DC转换器为例，具体设定电源规格，以及决定支持该规格的电源IC。 电源的规格是“设计开始的最低限度规格”的项目的基础山个，设定一般的条件。此外，也写下根据该条件选择IC时有哪些注意事项。 电源规格范例 IC选择的要点 ・输入电压：85～264VAC ⇒ 广泛输入支持的电源方式 ・输出：12VDC±5% / 3A　36W ⇒ 外置输出功率晶体管 ・输出纹波电压：200mVp-p ⇒ 电流模式型 ・绝缘耐压：一次侧－二次侧间 3kVAC ⇒ 由光耦合器反馈控制 ・工作温度范围：0～50℃ ⇒ 工作保证温度范围：-40～85℃ ・效率：80%以上 ⇒ 开关方式 ・无负载时输入功率：0.1W以下 ⇒ 内置启动电路、低功耗型 ・输入电压：85～264VAC 预设输入规格能支持全球各国要求。IC则挑具有大范围的耐压能力且性能佳的产品。 ・输出：12VDC±5% / 3A　36W 输出电压为工业设备一般使用的总线电压12V，精度通常为±5%。输出电流为3A，虽然可以选择内置开关用晶体管型IC，但为了理解基本构造，推荐外置开关用的功率MOSFET。 ・输出纹波：200mVp-p 输出纹波为标准等级。着重在能降低纹波的电流模式所使用的控制IC。 ・绝缘耐压：一次侧－二次侧间 3kVAC 除了变压器外，为了反馈控制以稳定输出电压，必须装设将二次侧电压（输出电压）返回一次侧的线路，而该线路也必须能够绝缘。反馈电路会使用光耦合器来绝缘。 ・工作温度范围：0～50℃ 工作温度范围为设备一般规格即可。为了达到该标准，应选择温度范围更大的IC和部件。 ・效率：80%以上 这也算是一般常见的效率。有的DC/DC转换器会要求效率超过90%，但AC/DC转换器虽然还有改善的空间，不过效率依然达到80%，并未因此而偏低。为了达到该效率，必须采用开关方式的AC/DC转换电路。 ・无负载时输入功率：0.1W以下 为了达到其目标值，必须采用能保持低功耗的控制IC才行。 而在寻找可以实现电源规格目标的IC时，也要先了解AC/DC转换的方式和特征、市场流通的控制用IC种类和功能。乍看之下非常复杂，不过只要决定好变压器方式，之后就简单许多了。此次采用PWM方式的反激式转换器，因此在寻找IC时，会先锁定能组成反激式转换器的IC。其次，依照采用PWM方式、符合输入范围和输出规格的顺序来寻找IC。可以前往IC厂商的web网站上限定条件进行搜寻，记得多加利用。 以下为能够实现该电源规格的电源IC。 BM1P061FJ：AC/DC用 PWM 控制器IC 特点 PWM频率65kHz 电流模式方式 轻负载时突发脉冲工作、降频功能 内置650V启动电路 VCC引脚低电压保护、过电压保护 CS引脚开路保护 CS引脚Leading-Edge-Blanking功能 每周期过电流限制功能 过电流限制AC校正功能 软启动功能 2次侧过电流保护电路 还有跳频功能 使用BM1P061FJ的绝缘型反激式转换器电路 BM1P061FJ是AC/DC转换器用的PWM控制器IC，能构筑绝缘型的反激式转换器。IC特点如上所述，但此次设计范例的规格中使用该款IC，主要是因为其属于采用内置650V耐压启动电路的电流模式，能充分支持整流264VAC的DC电压的PWM方式开关电源用IC，搭载启动电路和轻负载时开关降频功能、节能且高效率还有BM1PXXX系列产品阵容丰富，在设计途中变更规格也容易等诸多优点。 此外，也列出构筑反激式转换器时的基本电路。如图片所示，IC集成化高，因此外置部件非常少。关于IC的详细数据可以参照技术规格。 那么，设定好决定好能实现电源规格的IC后，推荐再稍微重温一下AC/DC转换，之后再开始进行设计。 5. 绝缘型反激式转换器电路设计 接下来将进入实际设计绝缘型反激式转换器。首先，先贴出使用例题所选择的控制IC“BM1P061FJ：AC/DC用 PWM 控制器IC”的电路图。 从这部分开始说明如何选择电路必要的部件，以及计算各数常量的方法。因此，其他部分也必须参照本段所说明的电路，在必须参照本段电路的段落加上链接，各位可以多加利用。 （1）变压器设计（数值计算） 反激式转换器必要的变压器设计时，依据电源规格，算出变压器设计上必要的数值开始。基本上利用各自的公式进行计算。变压器的相关设计信息，会写在该设计所使用的IC1的BM1P061FJ的应用备忘录上面，设计时可以多参考看看。在这里，说明电路图的局部放大帮助大家更容易了解内容。整个电路请参照“设计范例电路”。 本电路图摘录自范例电路中的变压器T1部分。变压器T1除了输入的初级绕组Np和输出的次级绕组Ns外，还包含IC1产生VCC电压的线圈Nd在内。 变压器T1的设计步骤 设计变压器T1时的步骤所示如下。依下列顺序计算出数值，并导出下表变压器的参数。绕组和流动电流的记号，请参照右下方的变压器简略图。 ①反激式电压VOR的设定 ②次级绕组电感值Ls、二次侧的最大电流Ispk的计算 ③初级绕组电感值Lp、一次侧的最大电流Ippk的计算 ④变压器尺寸的决定 ⑤初级绕组数Np的计算 ⑥次级绕组数Ns的计算 ⑦VCC绕组数Nd的计算 作为变压器T1参数导出值 铁芯 尺寸 Lp 电感值 Np 匝数 Ns 匝数 Nd 匝数 ① 反激式电压VOR的设定 反激式电压VOR数值是VO（二次侧Vout加上二次侧二极管D6的VF）乘上变压器的匝数比Np：Ns。设定该反激电压VOR，来决定匝数比Np：Ns及Duty比值。基本公式和示例如下。 例如，匝数比Np：Ns为5.385、Duty(max)将是0.424。根据经验法则，Duty（max）以低于0.5较佳。如果，计算后Duty超过0.5时，请调整VOR。 如果从反激式转换器的工作原理来看，为了让施加在初级绕组的开关用晶体管Vds，也就是VIN+VOR更加明确，而从设定反激式电压VOR开始。另外，一开始也能够采用例如先设定最大Duty比等其他方法。 关于反激式电路的工作和各电压的详细，请参考“反激式转换器的基本电路和特征”的“PWM控制反激式转换器的工作（连续模式）”等项目。 ② 次级绕组电感值Ls、二次侧的最大电流Ispk的计算 接着，计算次级绕组电感值Ls和二次侧的最大电流Ispk。以下公式成立在本范例电路为不连续模式这种条件下，相等时刻即是临界点（连续模式和不连续模式的分歧点）。负载电流达到Iomax时也为临界点。 考虑过负载保护点的余量，最大负载电流是Iout的1.2倍。Iout规格为3A，因此Iomax设定为3.6A。Vout=的规格为12V，VF和Duty使用经由公式①计算出来的数值。 经由上述公式，计算次级绕组电感值Ls=8.6μH，以及二次侧的最大电流Ispk=12.5A。另外，也提供一次侧电流波形和二次侧电流波供各位参考。 ③ 初级绕组电感值Lp、一次侧的最大电流Ippk的计算 依照以下的公式，代人上述的计算结果，计算出初级绕组电感值Lp和一次侧的最大电流Ippk。 在这里，计算出来的Lp将作为变压器T1的参数导出值之一。 ④ 变压器尺寸的决定 变压器铁芯的尺寸是根据输出功率Po（W）来决定。反激式转换器一般输出功率，和铁芯尺寸之间的关联性如下表所示。在本设计范例中Po=36W，因此铁芯尺寸选择EER28。 输出功率Po(W) 铁芯尺寸 铁芯断面积Ae（mm2） ～ 30 EI25/EE25 41 ～ 60 EI28/EE28/EER28 84 ※上述数值为大略标准。详细内容请向变压器厂商确认。 ⑤ 初级绕组数Np的计算 初级绕组数Np最初的磁通密度必须设定在容许范围内。请依照下列公式计算。一般的铁氧体铁芯磁通密度B(T)的最大值为0.4T@100℃，所以Bsat=0.35T，代入Lp和Ippk计算初级绕组数Np。 其次，为了避免引起磁饱和现象，根据AL-Value-NI特性来设定Np。此时，必须要满足Bsat的条件计算公式。 AL-Value=280nH/turns2时 对此，Lp为249μH且绕30圈时，AL-Value为249μH/302≒276.7nH/turns2。 经由下方公式计算出NI值。 因为已经算出AL-Value和NI，因此可以从EER28铁芯尺寸的AL-Value-NI特性图，确认未超出容许范围。如果超出范围就必须调整Np。 ⑥ 次级绕组数Ns的计算 在计算初级绕组之后，继续计算次级绕组数Ns。先前已经算出初级绕组Np为34圈，Np：Ns为5:1，将这些数值代入下列公式内。 ⑦ VCC绕组数Nd的计算 最后计算IC1产生VCC的绕组的匝数。 VCC为15V，从绕组开始经由二极管D6转换成二极管的VF，且VF_vcc为1V时， 因而，计算决定变压器的规格的数值。最初加入依照规格表计算出来的数值后，再根据该规格来设计构造。 铁芯 JFE MB3 EER28.5A 或兼容产品 Lp 249 μH Np 30 圈 Ns 6 圈 Nd 8 圈 整篇读起来会觉得公式非常多，但其实已经算是较为简单的公式，请各位务必试着计算看看。决定大略规格后，可以在获得IC制造厂和变压器厂商协助之下，继续设计变压器。 （2）变压器设计（构造设计）－其1 在计算前项的数值后，接着进入变压器T1的构造设计的阶段。对平时只设计电子部件的人们来说，组合铁芯和骨架、绕组，且必须具备经验法则的变压器设计，简直就像是异世界一样。而且，变压器是电源设计，尤其是AC/DC转换器、绝缘转换器非常重要的部件，因此至少要理解其步骤和进行讨论。 变压器T1的构造设计依照以下的步骤进行。 ①骨架选定 ②有效绕线槽的确认 ③决定绕组构造 ④沿面距离和绝缘胶带 ⑤线材的选定 ⑥接线图、层构造、绕组规格 ⑦决定变压器规格 本项“其1”将说明①～④，下一项“其2”将说明⑤～⑦。 ① 骨架的选定 骨架如图所示，分成立式、卧式（视铁芯尺寸而定，只能选择其中一种）。依照高度和安装面积来选定使用哪一种。 铁芯 JFE MB3 EER28.5A或兼容产品 Lp 249 μH Np 30 圈 Ns 6 圈 Nd 8 圈 此外，引脚数也是考虑因素之一。表格内是利用计算数值项目所计算出来的匝数。只能选择绕组匝数的引脚数。 ② 有效绕线槽的确认 其次，从骨架的规格计算有效的绕线槽。红色箭头所指的图片斜线部分，是实际上能够卷绕组的区域。这个区域会因骨架而异，因此请使用骨架的图纸仔细确认。 照片是实物，红色箭头部分为有效绕线槽。此次选择的铁芯、JFE EER28.5为J＝16.6mm、H＝4mm。 ③ 决定绕组构造 绕组构造对变压器的特性影响很大。这里介绍2中构造。 ＜简单构造＞ 层数少 → 有成本优势 结合度差 → 浪涌电压上升、损耗増加 骨架引脚数 → 较少 ＜夹心绕组构造＞ 层数少 → 注意各绕组的厚度 结合度优异→ 浪涌电压降低、损耗减少 骨架引脚数 → 较多 左侧是最为简单的构造。层数少具有成本优势，但各绕组只有1层，匝数多达34圈的Np绕组一层绕不下，绕2层或3层结合度变差。 引脚数单侧4个即可。该构造适用于输出功率小，以及限制骨架引脚数单侧4个时。 右侧是称为夹心绕组构造。本构造利用初级绕组Np1和Np2包夹其他绕组，提升初级绕组和其他绕组的结合度。但是，层数增加，绕线槽的厚度随之增加，骨架的引脚数最低单侧5个。 关于绕组构造没有标准答案。增加其他特性时，应该花费一些时间试作，实际演练，在实际基板布局中与其他部件构成电路，边确认特性，边根据规格找出优化的构造。 ④ 沿面距离和绝缘胶带 考虑到符合安全规范，必须根据变压器一次侧-二次侧之间的沿面距离，确保绝缘。沿面距离根据工作电压、使用环境污染程度、使用材料组来决定。使用绝缘胶带也是确保沿面距离的方法之一。 在变压器T1符合安全规范IEC60950的前提下，算出下述条件的沿面距离。 工作电压：300V 污染程度：2 材料组：Ⅲa（CTI<400） 符合IEC60950的必要最低沿面距离 基础绝缘：3.2mm 加强绝缘：6.4mm（基础绝缘×2） ←此次设计采用加强绝缘 ※本次设计的输入电压为约270V，因此能从规范区段的250V和300V的值进行线性插补。 从250V：2.5mm、300V:3.2mm 270V变成2.78mm，取整数为3mm。 加强绝缘为2倍的6mm。 ※使用立式骨架时，上部并无延长线，因此沿面距离可以为1/2，3mm即可。 多个规格相关术语，在此仅概略述说一下。详细内容请确认规格书等。 沿面距离由污染度和CTI值决定。 污染度（Pollution Degree）以使用设备时，空气中灰尘等污染的状況来分，共分成1～4程度。 污染度1：无污染或只产生干燥、无法导电的污染。此种污染无任何影响。无尘室等场所内干净的空气。 污染度2：只产生一般、无法导电的污染。但是，可以预期能因为冷凝而暂时导电。控制箱内的电子设备，以及使用家电、事务机的场所。 污染度3：会产生具导电性的污染，可以预期能因为冷凝而能够导电的干燥、非导电性污染。一般工厂内的环境。 污染度4：污染为具导电性的尘埃，或者会因为雨、雪等而持续导电的物质。例如室外等的环境。 CTI（Comparative Tracking Index）相对漏电起痕指数 氯化铵0.1％的溶液以30s的速度滴1滴、滴50滴后，都不会出现痕迹的最大电压即为CTI值。 根据CTI值来区分成形材料（IEC 60664-1） 材料组Ⅰ：CTI600以上 材料组Ⅱ：CTI400以上600以下 材料组Ⅲa：CTI175以上400以下 材料组Ⅲb：CTI100以上175以下 ※Ⅲa的骨架材料是指通用的PM9820/住友胶木（苯酚）且 CTI < 400 请接续看“绝缘型反激式转换器电路设计：变压器设计（构造设计）其2”。 （3）变压器设计（构造设计）－其2 变压器T1的构造设计“其2”。其1已经说明了下述的步骤的内①～④。其2是关于⑤～⑦的说明。 其1 ①骨架选定 ②有效绕线槽的确认 ③决定绕组构造 ④沿面距离和绝缘胶带 其2 ⑤线材的选定 ⑥接线图、层构造、绕组规格 ⑦决定变压器规格 ⑤ 线材的选定 关于绕组的线材一般使用UEW（聚胺酯漆包铜线）、PEW（聚酯漆包铜线）等，但小型变压器等无法取得沿面距离时，就会利用3层绝缘线。 卷绕宽度够时能提高结合度，因此选择卷绕宽度大的线径。 线径越细，寄生电容值愈小，邻近效应、趋肤效应的影响随之变小，但电流密度变大。基本上线径选定为4～8A/mm2左右。 以下为电流密度的计算示例。这里使用“变压器设计（数值计算）”的②和③的计算结果。 根据最大占空比Duty (max)=0.424，一次侧的最大電流 Ippk＝2.32A，二次侧的最大電流 Ispk＝12.5A，得出一次侧的有效值Iprms和二次侧的有效值Isrms如下： 在这里，当电流密度为6A/mm2时，线径可通过以下公式求得： 由于二次绕组在本例中为2层×2并列，共4匝，因此： ※计算未考虑邻近效应、趋肤效应在内。 计算所选线径的电流密度，并确认目标值在4～8A/mm2范围内。 另外，计算未考虑邻近效应、趋肤效应在内。邻近效应是指电流经过周围导线后，因而受到励磁的磁场的影响，造成导线内电流无法均一的现象。趋肤效应是在高频率之下，电流集中在导线外围的现象。 关于绕组构造请参照“变压器设计（构造设计）－其1”的“③ 决定绕组构造”的夹心绕组构造以及下面的“⑥ 接线图、层构造、绕组规格”。 如果线径不适合但又想改善特性时，可以使用利兹线效果更好。利兹线是多条线材绞合在一起而成的，可通过细线降低趋肤效应等造成的影响，而使用多条线材也可以增加截面积。 最后确认变压器温度上升状况，必要时加以调整。 ⑥ 接线图、层构造、绕组规格 将接线及层构造绘制成图。关于绕组规格可以先制成表格。在委托试制变压器时，必须将这几个部分加入设计图内。 接线图（下方左侧）标示在电源电路中哪一个引脚和哪一个信号相连接。接线会对PCB布局造成影响，因此必须仔细观看PCB的设计后再设定。 层构造图（下方右侧）展示了已决定好的构造。此次重视特性，再加上希望提升结合度，因此选择夹心绕组构造。 绕组规格：如同前述，选择卷绕宽度足够的线径。此外，也确认绕线槽的厚度、方向是否位在容许范围内。 ⑦ 决定变压器规格 根据数值计算进行构造设计，最后决定变压器规格。 必要信息有， 接线 构造 铁芯、骨架的指定 电感值、匝数、线径 绝缘性能、组装指示 等。 实际试作变压器时，如果能够提供这些信息，大部分变压器厂商应该都能够进行试作。有些变压器厂商也可以用更简单的规格，例如输入输出电压、频率程度等来进行试作。至于应该要具体实现规格至哪一种程度，就要询问变压器厂商了。 （4）主要部件的选定－MOSFET相关 其1 变压器的设计结束，接下来是开关元件，本节说明MOSFET Q1的选定和相关电路构成。 最初，根据开关电压或电流等来选定MOSFET Q1。对此，本稿将说明“主要部件的选定－MOSFET相关 其1”。 接着决定调整MOSFET栅极驱动的电路、二极管 D4、电阻R5、R6，而且，决定限流和斜率补偿上必要的电流检测电阻R8。这部分将在“主要部件的选定－MOSFET相关 其2”中说明。 先说明此部分电路如何说明。以D4、R5、R6调整从IC的OUT（PWM输出）端输出的信号，让MOSFET Q1能够正确工作，然后再驱动MOSFET的栅极。MOSFET Q1开/关经过整流且流向变压器 T1一次侧的高电压，将其电能传送至二次侧。Q1在ON时Ids流动，但因为并非无限制流动，是故利用R8检测电流并加以限制。请参照“绝缘型反激式转换器电路设计”项中的整体电路内容。 MOSFET Q1的选定 首先，要先理解只有纸上谈兵是难以进行MOSFET的选定，但仍然必须依赖过往的经验法则。而且，最后实机确认必须降额至哪个程度后，再来决定MOSFET。 MOSFET的选定时，基本的探讨事项有以下几个。 最大漏极－源极间电压（Vds） 峰值电流 导通电阻（Ron）的损耗 封装最大容许损耗（Pd） 未曾有过相关经验法则时，将没有任何根据帮助自己做出选择，此时可以考虑Vds和Ids。 ① Vds(max) 可经由下列公式算计Vds(max)。 Vds(max) = Vin(max)+VOR+Vspike =264V×1.41＋(12V＋1V)×30/6＋Vspike＝437V＋Vspike* VOR：VO＝Vout＋VF乘上变压器的匝数比Np：Ns参照“变压器设计（数值计算）”。 Vin(max）：可支持最大AC电压峰值（264V×√2） Vspike：峰波电压 *不容易计算Vspike，因此本例题中，在增加缓冲电路的前提下，根据经验法则决定为400V。 ② Ids Ids以选定Ippk×2左右的元件为标准。根据“变压器设计（数值计算）”Ippk＝2.32A Ids＝2.32×2＝4.64A 根据上述结果，选定Vds(max)达800V左右、Ids达5A左右的MOSFET。例题的电路选定ROHM的R8005ANX（800V、5A）。此外，该MOSFET的导通电阻 1.6Ω，封装则是TO-220F。 再来，实际使用上述的MOSFET，在电路测量Vds、Ids和发热状况，确认降额足够。输入电压低时，MOSFET的ON时间会变长，因导通电阻Ron损耗发热增大，特别是采用国际通用规格输入（AC85V～AC264V）时更是必须多加注意。必要时加装散热器作为散热对策。 视MOSFET的厂商而定，提出损耗的测量方法或进行确认的方法。以下示例仅供参考。 从摘录网站画面中的①开始，操作鼠标依序点击后，就可以阅览计算元件温度和判定能否使用的方法。对于实机操作时的确认作业应该有所帮助。 因而，最终选定MOSFET。到此，至于栅极驱动调整电路和电流检测电阻将在“主要部件的选定－MOSFET相关 其2”中说明。 （5）主要部件的选定－MOSFET相关 其2 在“主要部件的选定－MOSFET相关 其1”中选定MOSFET Q1，接下来将建构MOSFET外围的电路。 首先，来重温电路工作。以D4、R5、R6调整从IC的OUT（PWM输出）端输出的信号，让MOSFET Q1能够正确工作，然后再驱动MOSFET的栅极。MOSFET Q1开/关经过整流且流向变压器 T1一次侧的高电压，将其电能传送至二次侧。Q1在ON时Ids流动，但因为并非无限制流动，是故利用R8检测电流并加以限制。 首先，本稿决定调整MOSFET栅极驱动的电路、二极管 D4、电阻R5、R6，其次，决定限流和斜率补偿上必要的电流检测电阻R8。 MOSFET 栅极电路 R5、R6、D4 为了驱动MOSFET，从电源IC的PWM输出的输出信号，但如果直接和MOSFET的栅极相接，反而无法获得最佳工作状态，必须配合电路和要求的特性进行调整。具体来说，就是将MOSFET的开关损耗和噪声优化。 分别调整MOSFET的ON和OFF的速度，在开关损耗和开关噪声的妥协点工作。所谓妥协点，正是因为开关损耗和开关噪声互呈反比所形成的。提升开关速度后，开关损耗将减少。然而，开关速度变快时，电流会急剧发生变化，造成开关噪声变大。 栅极电路的常量是难以经由事先决定的公式计算出来。因此，从电源IC技术规格的电路图上，所标示的数值开始，最后再实机工作看看，确认MOSFET温度上升是否位在容许范围内，也就是检查开关损耗。此外，还要进行开关噪声的测量，确认其在适当的范围。 MOSFET ON时的速度用R5和R6进行调整 MOSFET OFF时的清电荷用二极管D4，以R5进行调整 选择工作电流模式的不连续模式后，MOSFET ON时基本上不会发生开关损耗，而OFF时损耗则可控制的。为减轻MOSFET OFF时的开关损耗，缩小R5且提升OFF速度，但电流急剧变化，造成开关噪声变大。此次范例电路中提出了下列几项。 R5＝22Ω 0.25W、R6＝150Ω、D4：RB160L-60 （肖特基二极管 60V/1A） 为了在MOSFET OFF时，高速消除栅极电荷，而使用了二极管 D4。损耗变小且高速，因此选择肖特基势垒二极管。 作为注意事项，由于脉冲电流会流过R5，因此请确认使用的电阻能承受脉冲电流。 电流检测电阻 R8 和MOSFET源极相接的电阻中，源极端和电源IC的CS引脚相接，另一端则是和GND相接。MOSFET OFF时，利用流向R8的电流所产生电压下降现象，驱动CS引脚。就功能而言，拥有限制流向一次侧的电流、在针对输出过负载的保护、控制电流模式的斜率补偿3个功能。CS引脚的详细内容请参照电源IC BM1P061FJ的技术规格。 由于拥有多种功能，因此有时会因为变压器一次侧的电感，以及输入电压而受到限制，经由下列公式计算出R8。Ippk或Duty则是在“变压器设计（数值计算）”来计算。Vcs根据BM1P061FJ的CS引脚电压的规格计算为0.4V。 计算结果R8为0.2Ω。 此外，经由下列公式计算出检测电阻R8的损耗P_R8。 考虑计算结果和耐脉冲电流，选择能承受1W以上的容许电阻。就算功率额定值相同，也可能因为电阻构造等，而改变耐脉冲电流特性，因此必须向所用电阻厂商确认。 因而，本节决定了MOSFET四周部件的常量。在计算公式之外，再根据经验法则和实机确认等，或许仍无法完全了解，而电源设计上却存在许多这类的情况。 （6）主要部件的选定－CIN和缓冲 本节将说明输入配置的输入电容器C1和缓冲电路。 这里所提到的输入，是指二极管桥式整流AC电压后，再转换成DC高电压。如同下方电路图，输入电容器C1和缓冲电路R4 、C3 、D3，是变压器T1的一次电压线和桥式二极管的整流电压相接。 全体电路可以操作鼠标，点击“绝缘型反激式转换器电路设计”的全体电路图后，开启新窗口放大电路图。 输入电容器 C1 输入电容器CIN和C1 450V/100μF相接。该电容器主要工作有2个，会在输入电压瞬间降低、关断时发挥功效。 第1个作用发生在AC输入瞬断时。在输入电压全无时，经由充电至C1的电荷，于短时间内供应功率。第2个作用为开关用晶体管MOSFET，非常快速地ON/OFF大电流时，如果输入的响应跟不上或输入阻抗高时，造成输入电压短时间下降，将经由C1补足电压。不论何者，当输入电压低于必要电压时，理所当然输出电压会发生异常，造成供电电路的工作出现问题。虽非完全解决，但C1至少能减轻此类问题。 以下表所示的数值为基准，决定输入电容器 C1的电容值。将设计规格数值代入公式内，计算出Pout： Pout＝12V×3A＝36W C1＝2×36W＝72μF ⇒为100μF。 输入电压（VAC） CIN（μF） 85-264 2×Pout(W) 180-264 1×Pout(W) 上方表格的系数是以全波整流时为标准。会因为条件不同，瞬断时的输入保持时间等规格，而必须调整电容器。 C1耐压以输入AC电压的峰值为基准。为264VAC时： 264V×√2＝264×1.41＝372V ⇒ 400V以上。 因此C1选择100μF、450V。就电容器的种类而言，几乎都是使用电解电容器。 缓冲电路 R4 、C3 、D3 和电路图输入线路、MOSFET相接的电阻R4、电容器C3 、二极管D3，组成所谓的缓冲电路。 反激方式中，由于变压器铁芯间有间距，会造成磁漏现象，产生漏电感。开关电流同样会流过此漏电感并蓄积电能，但因未与其他线圈结合，因此不会移转功率并产生浪涌电压电压，施加在MOSFET的漏极-源极之间。产生的浪涌电压超过MOSFET耐压值时，可能会造成MOSFET遭到破坏。为了防止MOSFET遭到破坏而设定插入缓冲电路，以抑制浪涌电压。关于缓冲电路的详细内容请参照“绝缘型反激式转换器的基础：反激式转换器的工作和缓冲”的项目。 建立缓冲电路时，将依1）箝位电压和箝位纹波电压、2）R4 、3）C3、4）D3的顺序决定好。 1）箝位电压（Vclamp）、箝位纹波电压（Vripple）的决定 箝位电压如同其名，是强行压制浪涌箝位电压。考虑MOSFET的耐压的余量做出决定。选定MOSFET为800V耐压品。余量为20%。箝位纹波电压（Vripple）则是根据经验法测，预估50V左右。 Vclamp＝800V×0.8＝640V Vripple＝50V 2）R4的决定 经由下列公式决定R4。 漏电感值Lleak为一次电感值Lp的10%时： Lleak＝Lp×10%＝249μH×10%＝25μH 将变压器设计等阶段所算出的各项数值代入公式内： R4必须比该数值小，所以R4＝75kΩ 。 决定R4的数值为75kΩ，所以R4的损耗设定为P_R4。能够经由下列公式计算P_R4。 3）C3的决定 经由下列公式算出C3。 根据施加在C3的电压算出耐压为： 640V－264×1.41＝268V ⇒ 取余量，为400V以上 4) D3的决定 二极管必须具备高速特性，因此使用快速恢复二极管。耐压选择MOSFET的Vds（max）以上的电压。电路图则是选择800V的规格品。 因而，决定好了缓冲电路的电阻R4、电容器C3 、二极管D3。最后，由于浪涌电压除了变压器的漏电感值外，也会对基板配线的寄生电感值的造成影响，因此组装在基板上的状态，确认Vds电压，并在必要时调整缓冲电路。 缓冲电路是反激式转换器中，非常基本且必要的电路，因此请重复实机确认、评估等，借此理解其工作原理和效果。 （7）主要部件的选定－输出整流器和Cout 本节将说明配置在变压器T1二次侧上的整流用二极管D6、输出电容器（Cout）C7和C8。 首先，先简单说明此部分如何工作。在变压器T1的二次侧上，一次侧MOSFET开关（ON/OFF）所产生的电能，穿过绝缘势垒层传送。由于AC电压重复ON/OFF，为了能转换成必要的DC电压，因此经由1个二极管D6进行二极管整流，成功转换成DC。整流后的电压由于存在着纹波，所以使用输出电容器C7、C8平滑纹波，转换成纹波小的DC电压。 就整体电流的流向而言，如同在“绝缘型反激式转换器的基础：开关AC/DC转换”项目中所说明般，来自于AC电源的输入电压经由桥式二极管整流，暂时转换成DC电压。而该DC电压再经由开关电源IC所控制的MOSFET，只切分（斩波）出必要的功率，成为AC电压，接着经由整流该输出段和平滑电路，转换成想要的DC电，本设计中则是转换成12VDC。关于整体电路请参照“绝缘型反激式转换器电路设计”项目。 输出整流二极管 D6 如同上述，D6整流变压器T1二次侧所产生的AC电压，再转换成DC输出。就像电路图所示般，和采用二极管整流（异步）方式的DC/DC转换器相同。不同的部分只有一次侧的DC电压，为数百伏特的高电压。 输出整流二极管，为了降低损耗，使用高速二极管（肖特基二极管、快速恢复二极管）。如果使用一般的二极管，就无法获得想要的电源性能，最糟时还可能因为发热造成破坏。基本上，和二极管整流DC/DC转换器选择二极管的方式相同。 考虑余量，选定87V÷0.7＝124V ⇒ 200V规格品 二极管的损耗（概算值）为： Pd＝VF×Iout＝1V×3A＝3W 一般的推荐使用电压余量的70%以下、电流的50%以下。在示例电路中，使用ROHM的快速恢复二极管 RF1001T2D（200V 10A、TO-220F封装）。 最后，在组装到电路状态，确认温度上升状况，必要时重新探讨部件，并加装散热片帮助散热。 输出电容器（Cout） C7 、C8 输出电容器除了整流平滑电压纹波，也能负载电流瞬态増加时维持电路稳定。 一次侧的MOSFET ON的时，电流流过二极管D6（OFF），输出电容器供给电流至负载。MOSFET OFF时，二极管D6导通（ON），输出电容器C7和C8充电并供应电流至负载。 输出电容器根据被供电设备可容许峰-峰纹波电压（ΔVpp）和纹波电流（Is(rms)）来决定。 一般规定开关电源用电解电容器（低阻抗品）的阻抗为100kHz，所以 也就是说，200mVpp的纹波电压容许值时，必须选择阻抗为0.01Ω以下的电容器。 接着，算出纹波电流，并根据该纹波电流数值探讨电容器额定纹波电流值。 耐压以输出电压2倍为标准。 Vout×2＝12V×2＝24V ⇒ 25V以上 示例电路中并联2个开关电源用低阻抗型35V 1000μF的电容器。 输出电容器一般使用电解电容器。电解电容器属于寿命有限的部件，纹波电流流过越多寿命越短。相关寿命由电容器厂商告知计算方法和规定，请向电容器厂商确认。 关于输出纹波电压及纹波电流，必须在实际的电路确认。 （8）主要部件的选定－IC的VCC相关 本项目将说明本设计所采用的开关电源用控制IC BM1P061FJ，其产生电源电压VCC的电路，也就是二极管D5和电容器C2，以及浪涌限制用电阻R9。 首先，说明建立电路的目的和如何工作。基本上，不论是哪一种IC，都必须利用电源让本身工作。许多电源IC将输入电压当作自我电源使用。但是，大部分施加在IC电源引脚上的电源，几乎都是DC电压，一般会选择电压40VDC以下，特殊高耐压规格品可达60～80VDC。 本AC/DC转换器的设计上，输入容许规格为85～264VAC，因此一次侧的整流电压为400VDC以上，但无法直接作为电源IC的电源电压使用。因此，必须通过输入电压，产生适合作为电源IC电源电压使用的电压。本设计中，是以变压器的参考线圈（Nd）产生电源IC的电源。 接下来将使用本稿内的称呼。电源IC的电源称为VCC，产生VCC的辅助绕组称为VCC绕组Nd。VCC绕组Nd设定可产生15VDC的匝数。（Nd的规格请参照“变压器设计（数值计算）”的项目。）　另一方面，规定电源IC的VCC最大额定为-0.3～30.0 VDC、工作范围为8.9～26.0VDC。VCC绕组Nd所产生的VCC必须以15V为目标值，且控制在不超过工作范围下。 VCC是由VCC绕组Nd、整流用二极管D5、平滑及稳定用的电容器C2、浪涌电压限制用电阻R9所产生。电路是和输出二次侧相同的二极管整流电路。 VCC生成用整流二极管D5及平滑用电容器C2 如前述，二极管D5和电容器C2将VCC绕组Nd开关（斩波）生成的电压转换成DC。基本上可以利用这2个部件，产生VCC用的DC电压。 二极管D5适合使用高速型的二极管。二极管的耐压根据施加到D5上的电压Vdr计算。 余量为128.2V/0.7＝183V，选择耐压200V的快速恢复二极管。 电路所示二极管为 RF05VA2S，200V耐压、平均整流电流为0.5A的快速恢复二极管。 D5所整流的DC电压，当然会包含较大的纹波在内，因此接上电容器C2进行平滑。此外，C2也具有稳定供应电源IC的VCC所必要的电流的作用。 与此工作不同，和电源IC的VH引脚（VH引脚将于后文再说明）相接的R1都是决定电源接通时IC的启动时间（软启动）。这是IC本身固有的，与VCC用的电容器共享设定启动时间用的电容器，能减少部件数量。因此，C2的容值必须能够满足平滑/稳定化，以及启动时间这2个要求才行。电源IC的技术规格提供与电容器、启动时间相关的图表，帮助做出选择。 电容器C2：　2.2μF以上、50V耐压 本设计根据经验法则必须达2.2μF以上，而选择了10μF。也利用图表计算出启动时间。耐压原则上施加到VCC的电压值不超过30V，但考虑余量可使到50V的规格品。 VCC绕组用浪涌电压限制电阻R9 因变压器的漏电感（Lleak）的关系，当MOSFET从ON至OFF的瞬间，将产生大的浪涌电压（峰波噪声）。本浪涌电压是由VCC绕组所引起，VCC电压上升后，将设想启动IC的VCC过电压保护。为了减轻VCC绕组所引起的浪涌电压，串联插入限制电阻R9。R9以5～22Ω较为适当，请利用实机确认、调整VCC电压的上升。 因而，构成电路生成作为电源IC的电源的VCC。IC的VCC额定值为30V，包含浪涌电压在内，不可以超过额定值。和DC/DC转换器不同在于输入电压高，而必须确实加以检验。 （9）主要部件的选定－IC的设定、其他 在这里，进行说明本设计所使用的开关电源用控制IC BM1P061FJ的设定用部件的选定。AC/DC转换器的电路中，除了作为电源电路的基本部件的桥式二极管和变压器等之外，还必须装设可以设定电源IC的保护功能启动等级或限流值等的部件。前文已经说明了其中几项部件，接下来将说明剩下的主要部件。 VH引脚电阻　R1 VH引脚是指IC搭载的启动电路（Starter）的电源引脚，引脚耐压值为650V。输入AC电源后，从输入滤波器发出，经由二极管D1和D2整流的电压，通过R1施加在VH引脚上，以使IC内部的启动电路工作。如此一来，IC在开始开关后，获得输出的反馈，加入常态工作内。启动电路最多只是用来启动，不必加入常态工作内，在启动后将处于闲置状态。建立好该电路后，就能够非常高速且确实启动，启动后处于闲置状态，能降低功耗。类似IC也不具备此项功能。 VH引脚的流入电流能够与构成IC的VCC电路的C2共同设定启动时间功能（请参考“主要部件的选定-IC的VCC相关”）。VH引脚的流入电流是指技术规格中规定的“启动电流1”、“启动电流2”、“OFF电流”，最大值为5mA。 VH引脚电阻R1，参考上述要件，和VH引脚会在GND短路时启动保护（限流），来决定其常量。具体来说，根据施加在VH上的电压（85～264VAC×√2）和VH引脚必须使用5mA短路时的限流，其值为5kΩ～60kΩ。本电路选择10kΩ。 作为注意事项，R1可容许高电压（85～264VAC×√2）和电阻值×电流的功率。 AC启动/停止电压设定 R2、R3 本电源IC搭载可在输入AC电压低时停止动作的“欠压保护功能”。启动及停止电压由ACMONI引脚设定。 ACMONI引脚具有判定电压的阈值，其标准值为上升时1.0V、下降时0.7V。输入电压和VH引脚相同，从AC输入滤波器发出，经由二极管D1和D2进行整流，为AC输入电压×√2的DC电压。接着，再经由R2和R3进行分压，输入ACMONI引脚，并检测AC输入电压。以下为计算公式示例。 包含经验法则在内，将开始启动电压设为72VAC、AC电压下降时停止工作电压设为50VAC后进行计算，R2＝3.9MΩ、R3＝39kΩ。 此外，也能够不使用该功能，此时，将决定让ACMONI引脚的电压时常保持在1V～5V间的电阻值。 其他部件 C5：ACMONI引脚的降低噪声用电容器 把噪声旁路，稳定启动/停止电压。 C4：FB引脚的稳定用电容器 稳定FB引脚电压。推荐1000pF～0.01μF左右。 R10、C6：CS引脚的噪声对策 无法用消隐功能吸收噪声时，增加RC滤波器。无需滤波器时，推荐插入R10（1kΩ左右）作为浪涌对策。 R14、R15、R16：输出电压设定电阻 输出电压按下列公式设定。 ※ 分流稳压器U2：Vref＝2.495V（typ） C9、R13：相位补偿电路 调整反馈环路相位的电路。 C9＝0.1μF、R13＝10k～30kΩ左右，确认实机响应而判断。 R11：光耦合器的限流电阻 为1k～2kΩ。 R12：分流稳压器U2的阴极电流设定电阻 为U2 TL431时应确保1mA。 R12是指光耦合器的VF/1mA＝1V/1mA＝1kΩ。 （10）EMI对策及输出噪声对策 本项就电路上的噪声对策进行说明。开关电源的设计时，必须进行噪声的评估和对策。 首先略为重温与噪声相关的术语。 ・EMI（Electro Magnetic Interference）：电磁干扰 　电波和高频电磁波成为噪声，影响电子设备等，或是会造成影响的电磁波。 　－传导噪声：经由线缆和基板配线传导的噪声 差模（普通模式）噪声：发生在电源线之间，且传送方向和电流相同的噪声 共模噪声：透过金属外壳等，穿过游离电容等，回到信号源头的噪声 　－辐射噪声：释放到空气中的噪声 ・EMS（Electro Magnetic Susceptibility）：电磁抗扰性 指即使受到电磁波的妨碍、干扰（EMI：传导噪声及辐射噪声）也不会出现损坏的能力、耐受度。 ・EMC（Electro Magnetic Compatibility）：电磁兼容性 EMI＋EMS。辐射（Emission：放出）对策和抗扰性（Immunity：耐性）的兼容对策。 EMI从路径来看，分成传导噪声和辐射噪声，传导噪声根据传导方式，又可以再细分成差动模式噪声和共模噪声。粗略概述以掌握此类最基本的知识。 EMI对策 开关电源电路的EMI会影响其他电路及，所以必须实施EMI对策。基本上，在大电流开关节点和线路，增加整合阻抗和具备旁路/过滤功能的电容器、电阻/电容器电路。 1) C12、R17：输出整流二极管增加RC缓冲电路 和输入缓冲相同，降低ON/OFF时产生的峰波。关于输入缓冲请参照这里。C12选择500V 1000pF、R17选择10Ω 1W左右。 2) C10：一次侧和二次侧间增加Y-电容器 称为Y-电容器（Y-Capacitor）的电容器，增加在一次侧和二次侧的接地之间。对此，经由绝缘变压器的绕组间电容器，是降低一次侧的开关噪声使二次侧产生的共模噪声的代表性方法之一。Y-电容器的额定电压必须和变压器的绝缘耐压同等。电容值选择2200pF左右。 3) C11：MOSFET Q1的漏极－源极间增加电容器 为降低起因于高速开关OFF时的浪涌，而在MOSFET的漏极－源极间增加电容器的方法。这也是缓冲电路的一种，但是，会增加损耗，因此必须注意温度上升状况。在这里，使用耐压1kV的10～100pF电容器。 上述的部件常量为开始时的参考值。必须先确认噪声造成的影响后再加以调整。 输出噪声对策 不用说，开关电源的输出电压上存在着取决于开关频率的纹波，以及高频谐波、电感和电容器所引起的噪声。当这些噪声造成困扰时，可以在输出增加LC滤波器有效解决该困扰。 以电感L为10μH、C10为10μF～100μF作为开始时标准值，仔细观察噪声后再加以调整。 以上是主要的噪声对策。不论何种方式，都必须测量噪声、确认噪声对设备造成哪些影响。规划测量环境和装置，是确实测量噪声上不可或缺的。无法定量测量值时，或许可以从设备的S/N等、性能层面，来掌握是否会造成影响。 这里提到的对策，属于适用在电源电路构造上的噪声对策。噪声的产生也和基板布局、部件配置、部件性能等有关系。视实际情况而定，将LC滤波器由简单的L型，升级成π型和T型，以及在电路基板上加必须的屏蔽等。 此外，视设备的规格而定，还必须符合例如国际无线电干扰特别委员会（CISPR）规范等噪声、设备相关规范。必须遵照规范规格，是最初设计时就必须谨记之要事。 本项以“绝缘型反激式转换器电路设计”为主题，作为电路设计的最后说明。接下来将进入“基板布局例”。 6. 基板布局例 完成电路图纸后，进入实际规划安装基板的布局阶段。本项将说明基板布局的示例、布局的原则或要点。 基板布局的要点 开关电源利用开关的ON/OFF来控制电压，但依然属于模拟电路。极端而言，虽然本身会发出高频噪声，但因拥有反馈环路，对噪声非常敏感。也就是说，开关电源电路的路径，必须考虑分成大电流ON/OFF后产生噪声的路径，以及对噪声非常敏感的控制信号路径。基板配线布局，大电流路径应避免产生噪声，控制信号路径应避免受到噪声影响。当然，这种噪声属于辐射噪声，也会对EMC造成影响，因此布局必须能极力避免产生噪声。 良好的布局要具备相当程度的经验。布局不当时，可能导致电源无法正常启动、整个系统的S/N恶化，最严重时可能破坏构成部件和电源IC。虽然属于非常依赖经验的作业，但大多数还是会提供只要利用电源IC的技术规格和增加数据，就能完成的基本的基板配线布局范例供用户参考。有的业者甚至提供光绘文件等能直接利用的数值等。 这些由经验丰富的工程师完成的最佳成果，值得多加利用。 以下为基板布局的示例和注意事项。 上图在部分简略的电路图纸上，标示大电流路径和控制信号路径。 红色线是大电流路径，是发生振铃或损耗主因，应尽量粗尽量缩短 此外，红色线的环路尽量缩小 二次侧的橙色线线和红色线相同尽量粗尽量缩短、环路尽量缩小 褐色线是是电流流向VCC引脚的路径，开关时流通电流，故须个别配线 变压器的正下方会受到磁通影响，不可经过IC控制信号线 红色线、褐色线、蓝色线、緑色线的GND应有一点接地 緑色线是二次侧的浪涌流向一次侧的路径，会瞬间流过大电流，因此在红色线和蓝色线之外个别配线 蓝色线是IC控制信号用GND线，不会流过大电流，但容易受到噪声影响，因此须在红色线、绿色线、褐色线之外另行配线 下图是考虑上述注意事项后的基板布局的例图。标示上图的红色、橙色、褐色环路范围。 下面照片是安装后的示意图。和上方电路有些不同，但使用同一个电源IC，部件构造也几乎相同。相对于图纸，能够看到实际物品为何。 实际的设计时，受可利用基板的长宽尺寸等物理、机械因素的影响，而不一定能设计出理想的布局。不过，如同前述，除了作为电源外，还会对整个系统造成不良影响的可能性。此外，虽说是试作基板，但大幅修正和重新设计没什么两样，因此尽可能在最初就做到最好，有助于节省之后的时间和费用。 电源设计时，先决定大略的系统规格，有不少是在项目最后才开始设计，无论如何，都希望能确实设计出容易调整、操作便利的系统。 7. 总结 本篇以“AC/DC PWM方式反激式转换器设计方法”为题，重温绝缘型反激式转换器的基础、说明设计步骤、规格决定、电源IC的选择以及实际的电路设计和基板布局等事宜，这里“总结”如下。 开关电源电路基本上属于模拟电路，其设计原则不变。但开关包含大电流ON/OFF的工作在内，因此设计时必须考虑高频谐波和EMI。 AC/DC转换器会使用到数百伏特的高电压，和传感器电路等不同，必须使用高耐压部件，因此设计者须具备绝缘和高耐压部件相关知识。 从绝缘电源的角度来看，必须设计变压器。虽然部件简单不复杂，但不适合没有操作经验的人员设计，是电源电路上基本且非常重要的部件。 决定部件常量时，会利用计算公式取得常量，或根据电路条件和过往经验，决定大略的数值。可惜的是包含决定余量的方法在内，根据经验法则做出决定终非正确做法，仍应该重复设计、试作、评估后再决定各项常量。 无论如何，由于它属于模拟电路，因此决定常量的方法大部分都是“大致上这样”，其中可能有无法同意的做法，但相对来说，也并非要常量完全吻合才能工作，在允许某一程度落差的组合中，或许只要调整至优化就可以取得协调。也就是说，由3位设计人员设计同一规格的电源，例如反激的基本构造或许一样，但细部却是三人三种。这可说是设计模拟电路、电源电路有趣的地方。 来源：techclass.rohm

You have most likely read our own inscrutable Max Maxfield's recent post on iPod/iPad/iPhone headphone output . He started by explaining some fairly fundamental analog concepts.   I emailed Max asking why he'd started off at such a simple level. He replied that, over time, he's come to realize it's not a good idea to assume everyone understands everything, including the simple stuff. A lot of EE Times Asia community members are students. A lot of members focus on the digital domain, as opposed to analog, and many professional engineers have forgotten a lot of the fundamental concepts they no longer use on a day-to-day basis.   Almost as soon as I'd read Max's response (some might say coincidentally), I received a request for help from a friend who wanted to connect a LED to a 12VAC power source. This friend is a particularly bright guy with an MSEE, but he left engineering and went to "the Dark Side" (project management) about 30 years ago.   It's amazing what we forget. My friend sort of acknowledged this by starting with a bit of humor. "I was hoping that, if I connected the LED to the AC just with the resistor, it would work, but maybe not be as bright," he said. "But I guess, being AC, the reverse voltage causes the current to flow the other way -- who knows with modern LEDs these days, anything can happen -- causing the LED to glow bright black in the negative cycle, and the eye would cancel all of the bright white and the bright black, and we'd see nothing."   I explained how to calculate the current when using a LED. I also explained that he would have to protect the LED with a diode in reverse polarity across the LED. He came up with the following circuit based on my description.     Observe the "+" and "-" annotations marked on the AC. Also observe that no current will ever flow. We all can see that, right?   Then I started to think of other instances when I've been surprised by people's lack of knowledge. Six or seven years ago, we hired an EE graduate straight out of university. A few months later, I was reading a Jack Ganssle blog post , from which I've extracted the following quote:   Long ago I worked with an engineer who had applied for a job at Cape Canaveral. The tour seemed to always come back to a panel of beautiful controls just crying out for some tactile interaction. A big bundle of wires coming trailing on the floor was cut, proving the box wasn't connected to anything, and my friend finally succumbed and twisted a knob. Klaxons suddenly blared all over the blockhouse! The panel was a test; management didn't want to hire someone who pressed buttons in a launch complex. He didn't get the job.   I found this very amusing, so I told the story to the guys in the lab. They all laughed, except the young guy who asked, "What's Cape Canaveral?" (He didn't know what Cape Kennedy was, either.)   The bottom line is that there is a lot of stuff we don't know, some stuff we forget, and some stuff we must pass on to other generations. So all I can say is "Keep up the good work, Max."   How about you? Have there been any occasions when you discovered that you'd forgotten some fundamental concept? How about someone being ignorant of something you would absolutely have assumed that person knew?   Aubrey Kagan Engineering Manager Emphatec