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    2014-6-21 14:04
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    I.序言 如今,各种便携式计算设备都应用了密集的印刷电路板(PCB)设计,并使用了多个高速数字通信协议,例如 PCIe、USB 和 SATA,这些高速数字协议支持高达 Gb 的数据吞吐速率并具有数百毫伏的差分幅度。设计人员必须小心的规划 PCB 的高速串行信号走线,以便尽可能减少线对间串扰,防止信道传输对数据造成破坏。 入侵(aggressor)信号与受害(victim)信号出现能量耦合时会产生串扰,表现为电场或磁场干扰。电场通过信号间的互电容耦合,磁场则通过互感耦合。 方程式(1)和(2)分别是入侵信号对受害信号的感应电压和电流计算公式,方程式(3)和(4)分别是入侵信号和受害信号之间的互电容和互电感计算公式。 图中文字中英对照 nduced voltage on victim :受害信号的感应电压 mutual inductance between victim and aggressor :受害信号和入侵信号间的互电感 transient edge rate of current due to aggressor :受入侵信号影响的瞬态电流边沿速率 induced current on victim :受害信号的感应电流 mutual capacitance between victim and aggressor :受害信号和入侵信号间的互电容 dielectric permittivity :介电常数 overlapped conductive area between victim and aggressor :受害信号和入侵信号间的重叠导电区域 distance between victim and aggressor :受害信号和入侵信号间的距离 transient edge rate of voltage due to aggressor :受入侵信号影响的瞬态电压边沿速率 如方程式(1)、(2)、(3)和(4)所示,距离增加时,受害信号和入侵信号之间的电感和电容耦合降低。然而,由于必须满足便携计算设备设计紧凑的要求,PCB 的尺寸有限,增加线间空隙的难度很大。 微带线收发交叉布线和带状线收发非交叉布线的方法可缓解串扰或耦合问题。 图1 交叉布线(transmitted pair:发射对;received pair:接收对) 图2 非交叉布线(transmitted pair:发射对;received pair:接收对) 当远端串扰(FEXT)远大于近端串扰(NEXT)时适用交叉模式。相反,当近端串扰远大于远端串扰时适用非交叉布线。近端串扰表示受害网络邻近入侵信号发射机而造成的串扰,远端串扰表示受害网络邻近入侵信号接收机而造成的串扰。通过分析入侵信号和受害信号这两个紧密耦合信号的 S 参数与瞬态响应,我们可以对比微带线和带状线的远端串扰和近端串扰。 【分页导航】 第1页: 序言:优化PCB布线减少线对间串扰 第2页: 模型仿真分析 第3页: 原型 PCB 测量 《电子技术设计》网站版权所有,谢绝转载 II. 仿真 图3 和图4 分别是 ADS 中的 S 参数和瞬态分析仿真模型。图3 中,100Ω差分阻抗和3 英寸长的受害信号和入侵网络信号线对的单模 S 参数通过数学方式转变为差分模式。端口1 和端口2 分别表示入侵信号对的输入和输出端口,而端口3 和端口4 分别表示受害网络信号对的输入和输出端口。入侵信号和受害信号的线对间空隙设置为8 mil(1 倍布线宽度)。 图 4 中,中间的传输线表示受害网络信号对,传输线两端均端接电阻。在受害网络信号对上方和下方的传输线中分别注入具有 30ps 边沿速率的方波,以作为入侵信号。 图3:S 参数仿真模型(coupled pairs:耦合对) 图4:瞬态分析仿真模型(coupled pairs:耦合对) 差分 S 参数 Sdd31 表示近端串扰,Sdd41 表示远端串扰。Sdd31 定义为端口3(受害网络信号输入端)感应电压相对于端口1(入侵网络信号输入端)入射电压的增益比,而 Sdd41 定义为端口4(受害网络信号输出端)感应电压相对于端口1(入侵网络信号输入端)入射电压的增益比。 图5 和图6 是耦合微带线和带状线对的仿真 S 参数。图5 显示,Sdd31 低于 Sdd41,表明使用微带线进行布线的 Sdd41 或远端串扰增益高于 Sdd31 或近端串扰;图6 显示,使用带状线进行布线的 Sdd31 增益高于 Sdd41。 图5:仿真微带线 Sdd31和 Sdd41(FEXT:远端串扰;NEXT:近端串扰) 图6:仿真带状线 Sdd31和 Sdd41(FEXT:远端串扰;NEXT:近端串扰) 图7 和 图8 分别是耦合微带线和带状线对的远端串扰和近端串扰时域瞬态响应仿真。如图7 所示,当入侵线信号瞬态上升或下降时,微带线布线的受害线的远端感应电压峰值(0.3V)远大于近端峰值(0.05V);图8带状线仿真显示,受害信号线的远端感应电压峰值与近端相当(0.05V)。受害信号的误触发或感应峰值会增加接收机集成电路(IC)噪声裕量超限几率,进而增加比特误差率(BER)。 图7:微带线远端串扰和近端串扰时域响应仿真(Waveform:波形;Aggressor:入侵信号) 图8:带状线远端串扰和近端串扰时域响应仿真(Waveform:波形;Aggressor:入侵信号) 为了尽可能降低紧密耦合线对之间的串扰,微带线采用收发交叉布线而带状线应用收发非交叉布线是一个更好的选择。 【分页导航】 第1页: 序言:优化PCB布线减少线对间串扰 第2页: 模型仿真分析 第3页: 原型 PCB 测量 《电子技术设计》网站版权所有,谢绝转载 III. 原型 PCB 测量 为了验证仿真结果与实际测量的关联性,我们需要制作原型 PCB。图9 和 图10 是耦合微带线和带状线的 S 参数测量结果。如图9 所示,近端串扰低于远端串扰;图10 中,远端串扰低于近端串扰。 图9:微带线的 S 参数测量结果 图10:带状线的 S 参数测量结果 图11 和 图12 分别是耦合微带线和带状线对的远端串扰和近端串扰时域瞬态响应测量结果。图11 中,入侵线的信号瞬态上升或下降时,受害线的远端感应电压峰值(0.3V)远大于近端峰值(0.1V);图12 中,受害线的远端感应电压峰值与近端峰值相当(0.1V)。 图 11:微带线远端串扰和近端串扰时域响应测量结果(nsec:纳秒) 图 12:带状线远端串扰和近端串扰时域响应测量结果(nsec:纳秒) IV. 总结 本文介绍了优化信号布线以显著减少串扰的方法。S 参数和时域瞬态响应的分析结果显示:采用微带线收发交叉布线和带状线非交叉布线方案可以最大限度地减少串扰。要实现极高的数据速率,PCB 设计必须优化信号布线,以确保卓越的信号质量。 参考: Crosstalk overview by Intel Edward B. Rosa, “The Self and mutual inductances of linear conductors”, Washington, 1908 Signal Integrity Challenges and Design Practices on a Mobile Platform, Nanditha Rao and Sara Stille Use S-parameters to describe crosstalk, Eric Bogatin and Alan Blankman 【分页导航】 第1页: 序言:优化PCB布线减少线对间串扰 第2页: 模型仿真分析 第3页: 原型 PCB 测量 《电子技术设计》网站版权所有,谢绝转载
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    2014-6-21 12:52
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    I.序言 如今,各种便携式计算设备都应用了密集的印刷电路板(PCB)设计,并使用了多个高速数字通信协议,例如 PCIe、USB 和 SATA,这些高速数字协议支持高达 Gb 的数据吞吐速率并具有数百毫伏的差分幅度。设计人员必须小心的规划 PCB 的高速串行信号走线,以便尽可能减少线对间串扰,防止信道传输对数据造成破坏。 入侵(aggressor)信号与受害(victim)信号出现能量耦合时会产生串扰,表现为电场或磁场干扰。电场通过信号间的互电容耦合,磁场则通过互感耦合。 方程式(1)和(2)分别是入侵信号对受害信号的感应电压和电流计算公式,方程式(3)和(4)分别是入侵信号和受害信号之间的互电容和互电感计算公式。 图中文字中英对照 nduced voltage on victim :受害信号的感应电压 mutual inductance between victim and aggressor :受害信号和入侵信号间的互电感 transient edge rate of current due to aggressor :受入侵信号影响的瞬态电流边沿速率 induced current on victim :受害信号的感应电流 mutual capacitance between victim and aggressor :受害信号和入侵信号间的互电容 dielectric permittivity :介电常数 overlapped conductive area between victim and aggressor :受害信号和入侵信号间的重叠导电区域 distance between victim and aggressor :受害信号和入侵信号间的距离 transient edge rate of voltage due to aggressor :受入侵信号影响的瞬态电压边沿速率 如方程式(1)、(2)、(3)和(4)所示,距离增加时,受害信号和入侵信号之间的电感和电容耦合降低。然而,由于必须满足便携计算设备设计紧凑的要求,PCB 的尺寸有限,增加线间空隙的难度很大。 微带线收发交叉布线和带状线收发非交叉布线的方法可缓解串扰或耦合问题。 图1 交叉布线(transmitted pair:发射对;received pair:接收对) 图2 非交叉布线(transmitted pair:发射对;received pair:接收对) 当远端串扰(FEXT)远大于近端串扰(NEXT)时适用交叉模式。相反,当近端串扰远大于远端串扰时适用非交叉布线。近端串扰表示受害网络邻近入侵信号发射机而造成的串扰,远端串扰表示受害网络邻近入侵信号接收机而造成的串扰。通过分析入侵信号和受害信号这两个紧密耦合信号的 S 参数与瞬态响应,我们可以对比微带线和带状线的远端串扰和近端串扰。 【分页导航】 第1页: 序言:优化PCB布线减少线对间串扰 第2页: 模型仿真分析 第3页: 原型 PCB 测量 《电子技术设计》网站版权所有,谢绝转载 II. 仿真 图3 和图4 分别是 ADS 中的 S 参数和瞬态分析仿真模型。图3 中,100Ω差分阻抗和3 英寸长的受害信号和入侵网络信号线对的单模 S 参数通过数学方式转变为差分模式。端口1 和端口2 分别表示入侵信号对的输入和输出端口,而端口3 和端口4 分别表示受害网络信号对的输入和输出端口。入侵信号和受害信号的线对间空隙设置为8 mil(1 倍布线宽度)。 图 4 中,中间的传输线表示受害网络信号对,传输线两端均端接电阻。在受害网络信号对上方和下方的传输线中分别注入具有 30ps 边沿速率的方波,以作为入侵信号。 图3:S 参数仿真模型(coupled pairs:耦合对) 图4:瞬态分析仿真模型(coupled pairs:耦合对) 差分 S 参数 Sdd31 表示近端串扰,Sdd41 表示远端串扰。Sdd31 定义为端口3(受害网络信号输入端)感应电压相对于端口1(入侵网络信号输入端)入射电压的增益比,而 Sdd41 定义为端口4(受害网络信号输出端)感应电压相对于端口1(入侵网络信号输入端)入射电压的增益比。 图5 和图6 是耦合微带线和带状线对的仿真 S 参数。图5 显示,Sdd31 低于 Sdd41,表明使用微带线进行布线的 Sdd41 或远端串扰增益高于 Sdd31 或近端串扰;图6 显示,使用带状线进行布线的 Sdd31 增益高于 Sdd41。 图5:仿真微带线 Sdd31和 Sdd41(FEXT:远端串扰;NEXT:近端串扰) 图6:仿真带状线 Sdd31和 Sdd41(FEXT:远端串扰;NEXT:近端串扰) 图7 和 图8 分别是耦合微带线和带状线对的远端串扰和近端串扰时域瞬态响应仿真。如图7 所示,当入侵线信号瞬态上升或下降时,微带线布线的受害线的远端感应电压峰值(0.3V)远大于近端峰值(0.05V);图8带状线仿真显示,受害信号线的远端感应电压峰值与近端相当(0.05V)。受害信号的误触发或感应峰值会增加接收机集成电路(IC)噪声裕量超限几率,进而增加比特误差率(BER)。 图7:微带线远端串扰和近端串扰时域响应仿真(Waveform:波形;Aggressor:入侵信号) 图8:带状线远端串扰和近端串扰时域响应仿真(Waveform:波形;Aggressor:入侵信号) 为了尽可能降低紧密耦合线对之间的串扰,微带线采用收发交叉布线而带状线应用收发非交叉布线是一个更好的选择。 【分页导航】 第1页: 序言:优化PCB布线减少线对间串扰 第2页: 模型仿真分析 第3页: 原型 PCB 测量 《电子技术设计》网站版权所有,谢绝转载 III. 原型 PCB 测量 为了验证仿真结果与实际测量的关联性,我们需要制作原型 PCB。图9 和 图10 是耦合微带线和带状线的 S 参数测量结果。如图9 所示,近端串扰低于远端串扰;图10 中,远端串扰低于近端串扰。 图9:微带线的 S 参数测量结果 图10:带状线的 S 参数测量结果 图11 和 图12 分别是耦合微带线和带状线对的远端串扰和近端串扰时域瞬态响应测量结果。图11 中,入侵线的信号瞬态上升或下降时,受害线的远端感应电压峰值(0.3V)远大于近端峰值(0.1V);图12 中,受害线的远端感应电压峰值与近端峰值相当(0.1V)。 图 11:微带线远端串扰和近端串扰时域响应测量结果(nsec:纳秒) 图 12:带状线远端串扰和近端串扰时域响应测量结果(nsec:纳秒) IV. 总结 本文介绍了优化信号布线以显著减少串扰的方法。S 参数和时域瞬态响应的分析结果显示:采用微带线收发交叉布线和带状线非交叉布线方案可以最大限度地减少串扰。要实现极高的数据速率,PCB 设计必须优化信号布线,以确保卓越的信号质量。 参考: Crosstalk overview by Intel Edward B. Rosa, “The Self and mutual inductances of linear conductors”, Washington, 1908 Signal Integrity Challenges and Design Practices on a Mobile Platform, Nanditha Rao and Sara Stille Use S-parameters to describe crosstalk, Eric Bogatin and Alan Blankman 【分页导航】 第1页: 序言:优化PCB布线减少线对间串扰 第2页: 模型仿真分析 第3页: 原型 PCB 测量 《电子技术设计》网站版权所有,谢绝转载
  • 热度 6
    2013-3-18 16:42
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       首先来看一下这个波形(图1), 大约 120mV 的电压跌落,持续时间约为 30uS 。这是一个高性能的程控电源的输出,当负载电流猛然增大时,输出电压瞬间的变化情况。     图 1 :负载电流从 1mA 跳变到 500mA 时,输出电压的变化       这是任何电源都存在的问题。当负载吸收电流发生跳变的瞬间,就会造成电源输出端的电压瞬间偏离设定值。 这个示波器屏幕的截图(图 1 ),就是当我的一个电源的负载电流,从 1mA 瞬间变化到 500mA 时, 输出电压经历了约 30uS 瞬间变化。   电源的这个特性,就是我们通常所称的负载瞬态恢复时间,或者瞬态响应时间。它表征的是,当负载电流发生突然变化的时候,电源电压恢复到设定范围内所需要的时间。如图 2 所示:       图2:负载电流突然变化,造成电源电压出现瞬态响应   在表征电源的瞬态响应, 我们会考虑 3 点:   负载的幅度变化,例如,负载从全负载的 50% , 跳变到 100% 负载。对于最大 10A 输出电流的电源,就是负载的电流从 5A 跳变到了 10A 。   电源从开始变化开始,恢复到负载改变前设定电压的一定范围之内。需要注意的是,由于负载的改变和电源的负载效应双重影响,电源电压不可能回到负载改变前的值。这样,我们就会规范一个范围,例如恢复到负载改变前电压的 ± 20mV 之内,或 ± 0.1% 之内。   瞬态响应时间就是电压恢复指定电源范围内需要的时间值。     不同的电源就有不同的瞬态响应时间。例如,安捷伦 N6705 直流电源分析仪中所用的高性能模块 N6751A 和精密模块 N6761A , 在指标中标为: 当负载从 60% 跳变到 100% , 或者从 100% 跳变到 60% 时, 电压恢复到设定值的 ± 75 mV   瞬态响应时间: 100 μs      瞬态电压特性是电源本身固有的特性。 电源内部有很多的储能元件,电压的调整需要从输出回读、比较标准电压、调整开关占空比等一系列过程。提高控制回路的速度,可以提供更短的瞬态响应时间。 但有可能造成输出非常不稳定,甚至出现振荡,就像我在图 2 中所示的。因此,具备快速瞬态响应能力的电源,通常为了保证输出质量,就必须采用一些更为先进的技术,从而提升了成本和价格。       如果电压瞬态响应能力较差,导致电压跌落 / 过冲时间过长,幅度过大,直接会造成很多问题。 特别是对于不停快速变化的负载,如手机、 Wifi 、无线传感器等这些无线通信的设备和器件, 其变化速度可能已经超过电源的瞬态响应能力,就会使电源电压无法达到其设定值,甚至还会造成被测件的自动关机或重复启动。这会让测量无法正常进行。因此,如果有这种应用,就必须考虑采用一个更快响应能力的电源。       瞬态电压过冲或跌落幅度通常不被表怔 , 这是 由于该参数很大程度上取决与负载的特性。 通常情况下,这个值会小于 1V 。但市面上有些电源的瞬态响应时间过长,如果处理不好,在负载、电源及导线共同影响下 , 过冲电压可能会达到 1-4V 。     关于如何 减小瞬态电压变化幅度,以确保被测件的正常工作和精确的测量,请看下一篇。     程控电源技术和应用指南(10)- 瞬态响应(下篇)          
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    2013-3-16 20:49
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        为了减小瞬态电压变化幅度,一个常用的做法是在电路中并联一个大电容,如图3所示。           图 3 :在电路中并联电容的方法           在加入电容后,对提升电路的瞬态响应能力,往往会起到比较明显的效果。如图 4 所示的,我们在用一个通用电源测量 GSM 手机脉冲电流,在没有并联电容的时候,瞬间电源跌落会达到 0.6V (见图 4 左) . 对于一个工作在 3.8V 的手机来说,这样大的电源跌落足以造成手机自动关机。当我们并联了一个 2000uF 的电容后,电源跌落降到了 0.2V 以下,得到明显改善,见图 4 右所示。     图4:用一个通用电源给GSM手机供电,在电路中加入电容效果比较     但并联电容的方法会带来以下负面的影响,主要有: 使自动测试系统的速度下降   降低电流的测量精度   占用测试夹具的内部空间   影响开关的寿命     因此,如果我们的被测件有类似的负载特性,必须要考虑使用具备高速电压瞬态响应能力的电源。例如安捷伦 N6780 系列电源模块。如表1 所示,其负载在 10-90% 范围内变化时,其瞬变时间小于 35uS, 而电压的跌落也可控制在 40mV 之内。       在图 5 中, 就是利用 N6781A 电源模块启用了电池内阻仿真后,给同样的 GSM 手机供电。     图 5:   N6781A 设置了 150 毫欧的电池内阻仿真     在图 5 中,我们可以看到 N6781A 电池内阻仿真,是电流在高点时,仿真出了电池的负载效应。 在没有并联电容的情况下,由于电源本身的快速电压瞬态响应能力,在测试过程中并没有看到明显的瞬间电压跌落或脉冲。   因此,如果您的被测件负载是一个动态的负载,在测量过程中, 由于负载电流的瞬变, 会造成负载端电压的不稳定,这是就考虑为其供电的电源具备快速瞬态响应能力, 快速补偿可能出现的瞬间跌落和脉冲,以确保测试工作的顺利进行。     关于这个部分,您可以收看相关视频:精密仿真电池特性 http://v.youku.com/v_show/id_XMzk4NDgzMjky.html?f=17066502    
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