标签: 瞬态响应

封装技术开发要点：不同模型下的瞬态响应分析 在封装开发中，如何正确使用数据表的热特性参数以做出设计决策经常存在一定的误区。之前我们讨论了稳态数据和瞬态数据的解读与多输入瞬态模型，今天我们将继续分析各种模型下的瞬态响应。 多结器件和瞬态响应 上一部分中提到了多输入瞬态模型。正如热系统的稳态描述一样，也可以构建多结器件的瞬态描述。如果遵循矩阵方法，唯一区别是矩阵的每个元素都是时间的函数。对于器件中的每个热源，都会有一条“自发热”瞬态响应曲线；对于系统中的每个其他关注点，都会存在一条“相互作用”瞬态响应曲线。 在同样的限制性假设的约束下，线性叠加和互易原理仍然适用。也就是说，系统中任何一点的时变响应都可以被视为其对每个独立热源的响应的线性叠加，就好像每个热源都是单独供电的，并且独立于其他热源。此外，互易定理的不太直观的真实性适用于时域：也就是，网络中点“A”处的（恒定）热量输入在点“B”处引起的瞬态响应，与点“B”处施加的相同量热输入在点“A”处引起的瞬态响应完全相同。因此，在矩阵描述中，关于主对角线的对称性仍将存在。互易定理的最大影响也许体现在实验上：实际上，只需要测量所有可能相互作用热瞬态响应的一半就行。 电路 仿真器 描述 Cauer 模型的数学响应所需的代数非常麻烦，若没有电路仿真器，这种模型几乎没有用处。因此，如果只有 Cauer 模型可用的话，那么电路仿真器是必不可少的。当然，如果有电路仿真器，电路就是电路，因此很明显，Cauer 阶梯和 Foster 阶梯可以同样容易地进行分析。事实上，对于单输入网络，整体方法并无区别，只是网络连接和元素值等细节有区别。 对于多输入网络，Cauer 网络非常简单（参见图 9）。回想一下，Cauer 网络是在具有物理意义的某些前提下导出的，各种可能的热源之间的相互作用会被构建到网络本身的拓扑结构中。对于每个热源的热量输入，将有 电阻 和 电容 “自动”提供正确的相互作用响应；互易和叠加是该方法的必然结果。只需将接地电容 Cauer 模型以及原理图中明示的所有节点和互连输入仿真器，任务就完成了。 图 9. 在电路仿真器中实现多输入 Cauer 网络 多源 Foster 模型在电路仿真器中的实现更加复杂，具体如何完成将取决于可用仿真器的特性。Foster 模型不过是瞬态响应曲线的数学拟合示意图，因此特定“自发热”Foster 阶梯中的电阻和电容不会与任何相互作用网络中的电阻和电容相关；即使我们可能知道两个热源之间有许多潜在的共同热路径，这两个热源的自发热 Foster 阶梯元件之间也不会有任何相关性。此外，根据 Foster 阶梯的推导方式，甚至模型中各种曲线的时间常数也可能不一致！同样，根据 Foster 阶梯的推导方式，甚至可能存在“负”幅度。显然，如果 Foster 表示中出现负幅度，电路仿真器必须允许负电阻。或者，仿真器必须提供一种编程方法，以从一个节点的响应中减去另一个节点的响应，从而从正子电路构造负贡献。类似地，为了在电路仿真器中实现多输入 Foster 模型，必须小心地故意创建“求和”节点，以在整体模型的各个原本独立的自发热和相互作用加热部分之间实现线性叠加原理。如果电路仿真工具不能提供足够的功能来完成这些任务，基于电子表格的实现方案将是最佳的替代选择。图 10 显示了可能的步骤。 图 10. 在电路仿真器中实现多输入 Foster 网络 电子表格模型 如前所述，Cauer 模型基本上需要一个电路仿真器，甚至单输入模型也需要。然而，对于 Foster 阶梯，电子表格工具可以方便地实现单输入和多输入模型。这因为 Foster 模型在数学上非常简单，电子表格可以毫不费力地引入叠加。例如，考虑一下用 Microsoft Excel 编写单输入 Foster 阶梯的恒定功率瞬态响应的简便性。假设将如下含义赋予电子表格中的某些单元格： 单元格 A1 是功率水平 单元格 B1:B10 是幅度 单元格 C1:C10 是时间常数（其中 C1 是 B1 幅度对应的时间常数，以此类推） 单元格 D1 是恒定功率步进开始后的时间 那么计算时间 D1 时的温升的 Excel 公式为： 虽然没有必要，但也可以注意到，通过使用 Excel 的名称功能和明智地使用绝对引用与相对引用表示法，我们可以使该公式更容易记忆，并且易于复制到不同位置，以便计算许多不同时间的结果。修改前面的例子；用 Foster 型幅度和 tau 表示的单脉冲发热曲线的数学表达式为： （公式23） 定义名称 功率 $A$1 幅度 $B$1:$B$10 tau $C$1:$C$10 时间 D1 现在我们可以使用更具可读性的公式： 例如，如果该公式被输入单元格 E1，则可以将其复制到单元格 E2 至 E100，从而产生单元格 D2 至 D100 中每个时间的时间响应。还可以利用 Excel 的表格功能，从单个公式创建一个包含许多值的表格 4。 由于引入了时变功率输入，并且引入了多个热源，情况显然变得更加复杂，但对于数量相对有限的输入和时间步进，这仍然是可管理的。方法已在前面说明（图 3 给出了示例），但有以下调整：(1) 任何关注点处的温度是都是全部热源在该点引起的响应的叠加；(2) 每当任何热源的功率输入改变时，必须创建一个新的时间“步进”，哪怕在该时刻所讨论的点的功率没有变化。 RC 模型和短时瞬态响应 对于那些不熟悉 Excel 中“数组”公式的人来说，前面的示例用紧凑的表示法完成了一些非常强大的运算。首先，数组语法本身的使用告诉 Excel 依次对范围中的每个单元格执行相同的计算；由于在所识别的两个数组中每一个数组有 10 个单元格，因此产生 10 个并行计算结果。这意味着代表 10 个幅度和时间常数的 10 个不同项是一起计算。其次，公式周围的大括号 {} 表示公式实际上是用 Ctrl-Shift-Enter 按键输入电子表格的，而不是普通的 Enter 按键。这告诉 Excel，我们希望它返回所有可用的数组结果，无论分配给公式的单元格有多少。然而，这里不需要单独查看所有 10 个结果，但是我们仍然希望访问所有结果，即使只有一个单元格是公式结果的目标。因此，最后我们使用 SUM 函数来告诉 Excel 将这 10 个单独的结果相加，而不是只报告我们为公式位置选择的单个单元格中的第一个结果。 可以在数学上证明，当时间尺度短于其最快时间常数时，RC 模型的瞬态响应将变成与时间成比例。如果 (1) 关注的时间尺度略大于最快时间常数，或者 (2) 已知随时间的线性响应对于所考虑的系统是合适的，这将不是问题。然而，正如随后将讨论的，对于许多半导体器件，存在一个时间范围，在该范围内“表面发热”的概念非常接近真实的热物理。在表面发热中，器件瞬态响应与时间的平方根成正比，而不是与时间呈线性关系。现在，一个正确构建的 RC 模型能够以极高的精度遵循这种平方根行为，但仅针对大于模型最短时间常数的时间尺度。因此，只要使用 RC 模型，就必须考虑最短时间常数是否足够快以满足分析的需要。对于 Foster 阶梯，最快时间常数是确切知道的。对于 Cauer 阶梯，可以类似方式获得对最快时间常数的良好估计，即最接近结的 RC 对的乘积。在任何情况下，如果最短合法时间常数不小于目标最短时间尺度，尤其是在微秒到毫秒的时间尺度上，那么在解释 RC 模型结果时应格外小心。当平方根模型合适时，如果使用线性模型，则由该模型预测的温度变化会发生得太慢，这可能导致严重低估最高结温。 考虑到这一点，下表列出了相同 D2pak 器件在两个不同热 测试板 上的 RC 模型。对于每个测试板，下表同时给出了 Cauer 网络和 Foster 网络。应该强调的是，这些 Foster 网络实际上是相应 Cauer 网络的精确数学等价物。通过下表可以明白前面讨论中涉及的许多概念。 表 1. RC 网络（“R”值单位为°C/W；“C”值单位为 J/C；“tau”单位为秒） 注意：粗体元素代表网络中与封装最密切相关的部分；其余元素代表环境。按时间常数的升序列出的 Foster 梯级提供了一个粗略但不完美的等价模型，因为快速响应梯级必然会对曲线的短时间（因此封装）部分产生最显著的贡献。然而，正如前面所强调的，Foster 梯级内节点的确切位置没有直接的物理意义，与 Cauer 电阻的任何表面相关性纯属巧合。 第一，这些网络的最快时间常数是 2.98E-7 s（在 Foster Tau 列中精确给出）。此值的近似值是 Cauer 网络中最靠近结的 RC 乘积，即 C_C1 乘以 R_R1，结果为 3.66E-7 s。第二，为方便起见，Foster 阶梯的梯级按时间常数的升序列出，但很明显，其 R 与 Cauer 网络的“相应”梯级的 R 没有很好的相关性。第三，从阶梯的短时间末端开始，两个测试板的模型相同。也就是说，对于单脉冲发热响应，一开始只有封装重要，经过一段时间后，热量才开始从封装传入测试板，环境才会影响响应。 图 11. 基本方波 使用 Foster RC 模型的周期波形 上面已经讨论了方波占空比曲线，它们通常由前面的简单公式 22 得出。然而，给定单脉冲瞬态曲线的 RC 模型（特别是幅度/时间常数 Foster 表达式），可以推导出无限列等方脉冲的精确闭合形式解。我们将简单给出其中的几个解，并说明如何应用它们（参见 AND8219/D）。给定 n 级 RC 模型的单脉冲发热曲线公式，如公式 23 所示，我们得到以下结果： 占空比 d、开启时间 a 的简单方波列的波峰 （公式24） 简单周期方波列的波谷 （公式25） 注意，波形的开启时间、周期和占空比通过等式 a = p·d 相联系。当将开启时间绘制在 x 轴上，占空比用作曲线参数时，公式 24 产生之前在图 5 中看到的占空比曲线族，其基于拟合原始 R(t) 单脉冲发热曲线的 Foster RC 电阻模型。事实上，如果 RC 模型拟合良好，则从等式 24 导出的占空比曲线将比从更近似的公式 22 导出的曲线更精确（可能的例外是，如果占空比值非常小，并且开启时间小于最小 RC 时间常数，我们可能面临与前面讨论的时间平方根相关的相同限制）。买电子元器件现货上唯样商城 当重复单个脉冲时（图 11），很明显，波峰出现在“开启”时间的末端，波谷出现在“关闭”时间的末端（即每个“开启”时间的开始处）。此外，当仅重复单个方脉冲时，如果只关心波峰和波谷，则脉冲在周期内的位置并不重要。事实上，为方便起见，前面的这些公式是在假设每个脉冲的“开启”时间从每个周期的开端开始的情况下推导出来的。 然而，如果我们对这个问题稍作拓展，并允许单个方脉冲位于周期内的任意点，那么可以推导出一些更强大的公式。对于以下公式，图 12 定义了周期长度 p 内广义方脉冲的参数。所有时间都是相对于一个周期的开始。 图 12. 广义方波 经过无限次相同周期后，以下三个公式描述了所示范围对应的温度响应形状： 良好（可计算）仅适用于 0 ≤ t < b （公式26） 良好（可计算）仅适用于 b ≤ t < a （公式27） 注：如果 t = 0 且 b = 0，就得到公式 25 a （公式28） 注：如果 t = a 且 b = 0，就得到公式 24 对于这些公式，“可计算性”限制是一个实际问题，当正自变量出现在各种分子的指数项中时就会出现。还要注意，这些公式描述了响应曲线，但尚未考虑所施加脉冲的功率水平。我们将关于脉冲功率的考虑推迟到下面的公式中，它现在表示了以相同频率出现的任意数量方脉冲的完全一般化叠加，所有方脉冲都位于时间段 p 的相同周期内： （公式29） 现在，假设我们将周期分解为一系列方边脉冲——此过程已在前面的非周期波形示例中说明，那么公式 29 允许我们预测任何复杂周期性功率的“稳态”瞬态行为。“稳态”瞬态响应指的是在无限多次相同周期发生后，一个典型周期的温度响应曲线的形状。现在必须强调一点：在不知道曲线细节的情况下，无限重复单脉冲的“峰值”和“谷值”温度是可以预测的（即公式 24、25），但这对于一般的周期波形是不可能的，即使该波形是几个方形子脉冲的相对简单的组合也不行。考虑以下示例，将图 13 的周期性功率输入应用于表 4 给出的 RC 模型。 表 2. 3 脉冲示例的 RC 模型 图 13. 3-脉冲周期性输入 三个独立方脉冲构成重复模式，将公式 26、27 和 28 应用于各脉冲的相应部分，并应用公式 29 来计算其叠加效应，我们得到以下温度响应： 图 14. 3-脉冲周期示例稳态瞬态响应 让这个例子特别有意思的是，峰值温度出现在第二脉冲的末端，该脉冲的功率较低，甚至在它与该周期中紧接在它之前的较高功率脉冲之间有一个零功率的小间隙。由于知道单脉冲响应与功率成正比，并且峰值温度总是出现在方脉冲的末尾，人们可能很容易忽略这里展示的可能性。换句话说，对于广义周期波形，即使它仅由少量方形子分量构成，人们也能很好地计算整个周期范围内的响应，而不仅仅是一些“明显”点的响应。 表面发热、时间平方根和短时瞬态响应 在大多数热瞬态测试中，实验数据最早可在 1E-5 s（10 微秒）时获取。但在大多数情况下，由于电气开关瞬变，测试器件的数据获取时间是不一致的，最晚可达 1E-3 s。即使测量一致性出现在更早时间，但在 1E-4 s 之前的时间，结果也很少可靠。事实上，与预期理论行为相对应的测量信号通常要到 3E-4 s 和 1E-3 s 之间才会出现。导致这种相关性的因素主要有两个：器件中的电瞬态效应和芯片几何效应。 更具体而言，芯片厚度和实际有效受热面积会影响理论行为。对于短时热瞬态行为，最简单的常用理论是表面发热模型。它假设恒定功率、一维热流，产生的结果是表面温升与发热时间的平方根成比例。 正因如此，它常被称为“sqrt(t)”发热。sqrt(t) 发热的一个重要方面是，在对数-对数图上（参见图 2），这种发热“曲线”是一条直线，时间每增加 100 倍，温度（或热阻）上升 10 倍（sqrt(t) 正是由此而来）。因此，在对数-对数图上，它显示为 1:2 的斜率。这条理论直线的垂直位置由受热面积、芯片的材料特性以及与芯片受热表面邻接的材料决定。同样根据 sqrt(t) 理论，芯片越薄，热量越快到达硅的背面，然后便不再遵循 sqrt(t) 模型；因此，一半厚度的芯片将在四分之一的时间内结束其 sqrt(t) 行为。通常，我们认为对于 15 mil（380 微米）厚的芯片，理论行为应该持续到大约 1E-3 s，但是当厚度小到 10 mil（250 微米）时，理论行为将仅持续 4E-4 s；对于 7 mil（180 微米）厚的芯片，sqrt(t) 只能持续 2E-4 s。芯片厚度还与瞬态行为的另一“极端特性”直接相关，即达到局部稳态需要多长时间。在所有其他条件相同的情况下，15 mil 芯片达到局部稳态所需时间应该不超过 2.5E-3 s，7 mil 芯片所需时间应该不超过 5E-4 s。 另一方面，集总参数 RC 模型由于描述其行为的方程的指数性质，在接近最短时间时总是变成与时间呈线性关系。因此，如果时间小于最短时间常数，RC 模型必定无法近似模拟 sqrt(t) 行为。正如前面所讨论的，如果已知 sqrt(t) 行为是实际行为的合理近似，但 RC 时间常数不是以低于该范围的值开始，那么应将 sqrt(t) 模型直接用于短脉冲温度估计，否则将导致温度变化被严重低估。 下面的表格提供了对一维表面发热估计有用的定义和公式，以及半导体封装方面的一些典型材料特性值。 表 3. 一维表面发热公式和定义 其中： 表 4. 短时热响应的材料特性

I.序言 如今，各种便携式计算设备都应用了密集的印刷电路板（PCB）设计，并使用了多个高速数字通信协议，例如 PCIe、USB 和 SATA，这些高速数字协议支持高达 Gb 的数据吞吐速率并具有数百毫伏的差分幅度。设计人员必须小心的规划 PCB 的高速串行信号走线，以便尽可能减少线对间串扰，防止信道传输对数据造成破坏。 入侵(aggressor)信号与受害(victim)信号出现能量耦合时会产生串扰，表现为电场或磁场干扰。电场通过信号间的互电容耦合，磁场则通过互感耦合。 方程式（1）和（2）分别是入侵信号对受害信号的感应电压和电流计算公式，方程式（3）和（4）分别是入侵信号和受害信号之间的互电容和互电感计算公式。 图中文字中英对照 nduced voltage on victim ：受害信号的感应电压 mutual inductance between victim and aggressor ：受害信号和入侵信号间的互电感 transient edge rate of current due to aggressor ：受入侵信号影响的瞬态电流边沿速率 induced current on victim ：受害信号的感应电流 mutual capacitance between victim and aggressor ：受害信号和入侵信号间的互电容 dielectric permittivity ：介电常数 overlapped conductive area between victim and aggressor ：受害信号和入侵信号间的重叠导电区域 distance between victim and aggressor ：受害信号和入侵信号间的距离 transient edge rate of voltage due to aggressor ：受入侵信号影响的瞬态电压边沿速率 如方程式（1）、（2）、（3）和（4）所示，距离增加时，受害信号和入侵信号之间的电感和电容耦合降低。然而，由于必须满足便携计算设备设计紧凑的要求，PCB 的尺寸有限，增加线间空隙的难度很大。 微带线收发交叉布线和带状线收发非交叉布线的方法可缓解串扰或耦合问题。 图1 交叉布线(transmitted pair：发射对；received pair：接收对) 图2 非交叉布线(transmitted pair：发射对；received pair：接收对) 当远端串扰（FEXT）远大于近端串扰（NEXT）时适用交叉模式。相反，当近端串扰远大于远端串扰时适用非交叉布线。近端串扰表示受害网络邻近入侵信号发射机而造成的串扰，远端串扰表示受害网络邻近入侵信号接收机而造成的串扰。通过分析入侵信号和受害信号这两个紧密耦合信号的 S 参数与瞬态响应，我们可以对比微带线和带状线的远端串扰和近端串扰。 【分页导航】 第1页： 序言:优化PCB布线减少线对间串扰 第2页： 模型仿真分析 第3页： 原型 PCB 测量 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 II. 仿真 图3 和图4 分别是 ADS 中的 S 参数和瞬态分析仿真模型。图3 中，100Ω差分阻抗和3 英寸长的受害信号和入侵网络信号线对的单模 S 参数通过数学方式转变为差分模式。端口1 和端口2 分别表示入侵信号对的输入和输出端口，而端口3 和端口4 分别表示受害网络信号对的输入和输出端口。入侵信号和受害信号的线对间空隙设置为8 mil（1 倍布线宽度）。 图 4 中，中间的传输线表示受害网络信号对，传输线两端均端接电阻。在受害网络信号对上方和下方的传输线中分别注入具有 30ps 边沿速率的方波，以作为入侵信号。 图3：S 参数仿真模型(coupled pairs：耦合对) 图4：瞬态分析仿真模型(coupled pairs：耦合对) 差分 S 参数 Sdd31 表示近端串扰，Sdd41 表示远端串扰。Sdd31 定义为端口3（受害网络信号输入端）感应电压相对于端口1（入侵网络信号输入端）入射电压的增益比，而 Sdd41 定义为端口4（受害网络信号输出端）感应电压相对于端口1（入侵网络信号输入端）入射电压的增益比。 图5 和图6 是耦合微带线和带状线对的仿真 S 参数。图5 显示，Sdd31 低于 Sdd41，表明使用微带线进行布线的 Sdd41 或远端串扰增益高于 Sdd31 或近端串扰；图6 显示，使用带状线进行布线的 Sdd31 增益高于 Sdd41。 图5：仿真微带线 Sdd31和 Sdd41(FEXT：远端串扰；NEXT：近端串扰) 图6：仿真带状线 Sdd31和 Sdd41(FEXT：远端串扰；NEXT：近端串扰) 图7 和 图8 分别是耦合微带线和带状线对的远端串扰和近端串扰时域瞬态响应仿真。如图7 所示，当入侵线信号瞬态上升或下降时，微带线布线的受害线的远端感应电压峰值（0.3V）远大于近端峰值（0.05V）；图8带状线仿真显示，受害信号线的远端感应电压峰值与近端相当（0.05V）。受害信号的误触发或感应峰值会增加接收机集成电路（IC）噪声裕量超限几率，进而增加比特误差率（BER）。 图7：微带线远端串扰和近端串扰时域响应仿真（Waveform：波形；Aggressor：入侵信号） 图8：带状线远端串扰和近端串扰时域响应仿真（Waveform：波形；Aggressor：入侵信号） 为了尽可能降低紧密耦合线对之间的串扰，微带线采用收发交叉布线而带状线应用收发非交叉布线是一个更好的选择。 【分页导航】 第1页： 序言:优化PCB布线减少线对间串扰 第2页： 模型仿真分析 第3页： 原型 PCB 测量 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 III. 原型 PCB 测量 为了验证仿真结果与实际测量的关联性，我们需要制作原型 PCB。图9 和 图10 是耦合微带线和带状线的 S 参数测量结果。如图9 所示，近端串扰低于远端串扰；图10 中，远端串扰低于近端串扰。 图9：微带线的 S 参数测量结果 图10：带状线的 S 参数测量结果 图11 和 图12 分别是耦合微带线和带状线对的远端串扰和近端串扰时域瞬态响应测量结果。图11 中，入侵线的信号瞬态上升或下降时，受害线的远端感应电压峰值（0.3V）远大于近端峰值（0.1V）；图12 中，受害线的远端感应电压峰值与近端峰值相当（0.1V）。 图 11：微带线远端串扰和近端串扰时域响应测量结果（nsec：纳秒） 图 12：带状线远端串扰和近端串扰时域响应测量结果（nsec：纳秒） IV. 总结 本文介绍了优化信号布线以显著减少串扰的方法。S 参数和时域瞬态响应的分析结果显示：采用微带线收发交叉布线和带状线非交叉布线方案可以最大限度地减少串扰。要实现极高的数据速率，PCB 设计必须优化信号布线，以确保卓越的信号质量。 参考： Crosstalk overview by Intel Edward B. Rosa, “The Self and mutual inductances of linear conductors”, Washington, 1908 Signal Integrity Challenges and Design Practices on a Mobile Platform, Nanditha Rao and Sara Stille Use S-parameters to describe crosstalk, Eric Bogatin and Alan Blankman 【分页导航】 第1页： 序言:优化PCB布线减少线对间串扰 第2页： 模型仿真分析 第3页： 原型 PCB 测量 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载

I.序言 如今，各种便携式计算设备都应用了密集的印刷电路板（PCB）设计，并使用了多个高速数字通信协议，例如 PCIe、USB 和 SATA，这些高速数字协议支持高达 Gb 的数据吞吐速率并具有数百毫伏的差分幅度。设计人员必须小心的规划 PCB 的高速串行信号走线，以便尽可能减少线对间串扰，防止信道传输对数据造成破坏。 入侵(aggressor)信号与受害(victim)信号出现能量耦合时会产生串扰，表现为电场或磁场干扰。电场通过信号间的互电容耦合，磁场则通过互感耦合。 方程式（1）和（2）分别是入侵信号对受害信号的感应电压和电流计算公式，方程式（3）和（4）分别是入侵信号和受害信号之间的互电容和互电感计算公式。 图中文字中英对照 nduced voltage on victim ：受害信号的感应电压 mutual inductance between victim and aggressor ：受害信号和入侵信号间的互电感 transient edge rate of current due to aggressor ：受入侵信号影响的瞬态电流边沿速率 induced current on victim ：受害信号的感应电流 mutual capacitance between victim and aggressor ：受害信号和入侵信号间的互电容 dielectric permittivity ：介电常数 overlapped conductive area between victim and aggressor ：受害信号和入侵信号间的重叠导电区域 distance between victim and aggressor ：受害信号和入侵信号间的距离 transient edge rate of voltage due to aggressor ：受入侵信号影响的瞬态电压边沿速率 如方程式（1）、（2）、（3）和（4）所示，距离增加时，受害信号和入侵信号之间的电感和电容耦合降低。然而，由于必须满足便携计算设备设计紧凑的要求，PCB 的尺寸有限，增加线间空隙的难度很大。 微带线收发交叉布线和带状线收发非交叉布线的方法可缓解串扰或耦合问题。 图1 交叉布线(transmitted pair：发射对；received pair：接收对) 图2 非交叉布线(transmitted pair：发射对；received pair：接收对) 当远端串扰（FEXT）远大于近端串扰（NEXT）时适用交叉模式。相反，当近端串扰远大于远端串扰时适用非交叉布线。近端串扰表示受害网络邻近入侵信号发射机而造成的串扰，远端串扰表示受害网络邻近入侵信号接收机而造成的串扰。通过分析入侵信号和受害信号这两个紧密耦合信号的 S 参数与瞬态响应，我们可以对比微带线和带状线的远端串扰和近端串扰。 【分页导航】 第1页： 序言:优化PCB布线减少线对间串扰 第2页： 模型仿真分析 第3页： 原型 PCB 测量 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 II. 仿真 图3 和图4 分别是 ADS 中的 S 参数和瞬态分析仿真模型。图3 中，100Ω差分阻抗和3 英寸长的受害信号和入侵网络信号线对的单模 S 参数通过数学方式转变为差分模式。端口1 和端口2 分别表示入侵信号对的输入和输出端口，而端口3 和端口4 分别表示受害网络信号对的输入和输出端口。入侵信号和受害信号的线对间空隙设置为8 mil（1 倍布线宽度）。 图 4 中，中间的传输线表示受害网络信号对，传输线两端均端接电阻。在受害网络信号对上方和下方的传输线中分别注入具有 30ps 边沿速率的方波，以作为入侵信号。 图3：S 参数仿真模型(coupled pairs：耦合对) 图4：瞬态分析仿真模型(coupled pairs：耦合对) 差分 S 参数 Sdd31 表示近端串扰，Sdd41 表示远端串扰。Sdd31 定义为端口3（受害网络信号输入端）感应电压相对于端口1（入侵网络信号输入端）入射电压的增益比，而 Sdd41 定义为端口4（受害网络信号输出端）感应电压相对于端口1（入侵网络信号输入端）入射电压的增益比。 图5 和图6 是耦合微带线和带状线对的仿真 S 参数。图5 显示，Sdd31 低于 Sdd41，表明使用微带线进行布线的 Sdd41 或远端串扰增益高于 Sdd31 或近端串扰；图6 显示，使用带状线进行布线的 Sdd31 增益高于 Sdd41。 图5：仿真微带线 Sdd31和 Sdd41(FEXT：远端串扰；NEXT：近端串扰) 图6：仿真带状线 Sdd31和 Sdd41(FEXT：远端串扰；NEXT：近端串扰) 图7 和 图8 分别是耦合微带线和带状线对的远端串扰和近端串扰时域瞬态响应仿真。如图7 所示，当入侵线信号瞬态上升或下降时，微带线布线的受害线的远端感应电压峰值（0.3V）远大于近端峰值（0.05V）；图8带状线仿真显示，受害信号线的远端感应电压峰值与近端相当（0.05V）。受害信号的误触发或感应峰值会增加接收机集成电路（IC）噪声裕量超限几率，进而增加比特误差率（BER）。 图7：微带线远端串扰和近端串扰时域响应仿真（Waveform：波形；Aggressor：入侵信号） 图8：带状线远端串扰和近端串扰时域响应仿真（Waveform：波形；Aggressor：入侵信号） 为了尽可能降低紧密耦合线对之间的串扰，微带线采用收发交叉布线而带状线应用收发非交叉布线是一个更好的选择。 【分页导航】 第1页： 序言:优化PCB布线减少线对间串扰 第2页： 模型仿真分析 第3页： 原型 PCB 测量 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 III. 原型 PCB 测量 为了验证仿真结果与实际测量的关联性，我们需要制作原型 PCB。图9 和 图10 是耦合微带线和带状线的 S 参数测量结果。如图9 所示，近端串扰低于远端串扰；图10 中，远端串扰低于近端串扰。 图9：微带线的 S 参数测量结果 图10：带状线的 S 参数测量结果 图11 和 图12 分别是耦合微带线和带状线对的远端串扰和近端串扰时域瞬态响应测量结果。图11 中，入侵线的信号瞬态上升或下降时，受害线的远端感应电压峰值（0.3V）远大于近端峰值（0.1V）；图12 中，受害线的远端感应电压峰值与近端峰值相当（0.1V）。 图 11：微带线远端串扰和近端串扰时域响应测量结果（nsec：纳秒） 图 12：带状线远端串扰和近端串扰时域响应测量结果（nsec：纳秒） IV. 总结 本文介绍了优化信号布线以显著减少串扰的方法。S 参数和时域瞬态响应的分析结果显示：采用微带线收发交叉布线和带状线非交叉布线方案可以最大限度地减少串扰。要实现极高的数据速率，PCB 设计必须优化信号布线，以确保卓越的信号质量。 参考： Crosstalk overview by Intel Edward B. Rosa, “The Self and mutual inductances of linear conductors”, Washington, 1908 Signal Integrity Challenges and Design Practices on a Mobile Platform, Nanditha Rao and Sara Stille Use S-parameters to describe crosstalk, Eric Bogatin and Alan Blankman 【分页导航】 第1页： 序言:优化PCB布线减少线对间串扰 第2页： 模型仿真分析 第3页： 原型 PCB 测量 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载

   首先来看一下这个波形（图１）， 大约 120mV 的电压跌落，持续时间约为 30uS 。这是一个高性能的程控电源的输出，当负载电流猛然增大时，输出电压瞬间的变化情况。 　　　 图 1 ：负载电流从 1mA 跳变到 500mA 时，输出电压的变化       这是任何电源都存在的问题。当负载吸收电流发生跳变的瞬间，就会造成电源输出端的电压瞬间偏离设定值。 这个示波器屏幕的截图（图 1 ），就是当我的一个电源的负载电流，从 1mA 瞬间变化到 500mA 时， 输出电压经历了约 30uS 瞬间变化。   电源的这个特性，就是我们通常所称的负载瞬态恢复时间，或者瞬态响应时间。它表征的是，当负载电流发生突然变化的时候，电源电压恢复到设定范围内所需要的时间。如图 2 所示：     　 图2：负载电流突然变化，造成电源电压出现瞬态响应   在表征电源的瞬态响应， 我们会考虑 3 点：   负载的幅度变化，例如，负载从全负载的 50% ， 跳变到 100% 负载。对于最大 10A 输出电流的电源，就是负载的电流从 5A 跳变到了 10A 。   电源从开始变化开始，恢复到负载改变前设定电压的一定范围之内。需要注意的是，由于负载的改变和电源的负载效应双重影响，电源电压不可能回到负载改变前的值。这样，我们就会规范一个范围，例如恢复到负载改变前电压的 ± 20mV 之内，或 ± 0.1% 之内。   瞬态响应时间就是电压恢复指定电源范围内需要的时间值。     不同的电源就有不同的瞬态响应时间。例如，安捷伦 N6705 直流电源分析仪中所用的高性能模块 N6751A 和精密模块 N6761A ， 在指标中标为： 当负载从 60% 跳变到 100% ， 或者从 100% 跳变到 60% 时， 电压恢复到设定值的 ± 75 mV   瞬态响应时间： 100 μs      瞬态电压特性是电源本身固有的特性。 电源内部有很多的储能元件，电压的调整需要从输出回读、比较标准电压、调整开关占空比等一系列过程。提高控制回路的速度，可以提供更短的瞬态响应时间。 但有可能造成输出非常不稳定，甚至出现振荡，就像我在图 2 中所示的。因此，具备快速瞬态响应能力的电源，通常为了保证输出质量，就必须采用一些更为先进的技术，从而提升了成本和价格。       如果电压瞬态响应能力较差，导致电压跌落 / 过冲时间过长，幅度过大，直接会造成很多问题。 特别是对于不停快速变化的负载，如手机、 Wifi 、无线传感器等这些无线通信的设备和器件， 其变化速度可能已经超过电源的瞬态响应能力，就会使电源电压无法达到其设定值，甚至还会造成被测件的自动关机或重复启动。这会让测量无法正常进行。因此，如果有这种应用，就必须考虑采用一个更快响应能力的电源。       瞬态电压过冲或跌落幅度通常不被表怔 , 这是 由于该参数很大程度上取决与负载的特性。 通常情况下，这个值会小于 1V 。但市面上有些电源的瞬态响应时间过长，如果处理不好，在负载、电源及导线共同影响下 , 过冲电压可能会达到 1-4V 。     关于如何 减小瞬态电压变化幅度，以确保被测件的正常工作和精确的测量，请看下一篇。     程控电源技术和应用指南（10）- 瞬态响应（下篇）          

    为了减小瞬态电压变化幅度，一个常用的做法是在电路中并联一个大电容，如图3所示。           图 3 ：在电路中并联电容的方法           在加入电容后，对提升电路的瞬态响应能力，往往会起到比较明显的效果。如图 4 所示的，我们在用一个通用电源测量 GSM 手机脉冲电流，在没有并联电容的时候，瞬间电源跌落会达到 0.6V （见图 4 左） . 对于一个工作在 3.8V 的手机来说，这样大的电源跌落足以造成手机自动关机。当我们并联了一个 2000uF 的电容后，电源跌落降到了 0.2V 以下，得到明显改善，见图 4 右所示。     图4：用一个通用电源给GSM手机供电，在电路中加入电容效果比较     但并联电容的方法会带来以下负面的影响，主要有： 使自动测试系统的速度下降   降低电流的测量精度   占用测试夹具的内部空间   影响开关的寿命     因此，如果我们的被测件有类似的负载特性，必须要考虑使用具备高速电压瞬态响应能力的电源。例如安捷伦 N6780 系列电源模块。如表1 所示，其负载在 10-90% 范围内变化时，其瞬变时间小于 35uS, 而电压的跌落也可控制在 40mV 之内。       在图 5 中， 就是利用 N6781A 电源模块启用了电池内阻仿真后，给同样的 GSM 手机供电。     图 5:   N6781A 设置了 150 毫欧的电池内阻仿真     在图 5 中，我们可以看到 N6781A 电池内阻仿真，是电流在高点时，仿真出了电池的负载效应。 在没有并联电容的情况下，由于电源本身的快速电压瞬态响应能力，在测试过程中并没有看到明显的瞬间电压跌落或脉冲。   因此，如果您的被测件负载是一个动态的负载，在测量过程中， 由于负载电流的瞬变， 会造成负载端电压的不稳定，这是就考虑为其供电的电源具备快速瞬态响应能力， 快速补偿可能出现的瞬间跌落和脉冲，以确保测试工作的顺利进行。     关于这个部分，您可以收看相关视频：精密仿真电池特性 http://v.youku.com/v_show/id_XMzk4NDgzMjky.html?f=17066502