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在众多测量工作中， 需要对电压和电流进行精确测量 ，并 根据测量结果来计算器件功率及其它电气参数，例如功率效率测试和电池功耗分析等。这些测量往往需要总误差达到甚至低于 0.1% 的测量精度。但实际过程中，总测量精度会受限于测量过程中的若干个因素的制约，包括分流器、引线、测量环境、以及数字万用表本身。 数字万用表可对电流进行非常精确的测量 ，例如安捷伦 34461A 6 位半数字万用表，在测量最大 10A 的电流时，误差约为 0.06% （ 24 小时校准）。 但是当电流超过 10A 时 ， 许多数字万用表内置电流表的量程可能就不够用了。这时人们可能会采用卡钳式电流探头测量电流。这个方法的使用方便，但精度有限，大约 0.5% - 1% ， 而且短时间内就会产生漂移，必须经常进行手动归零。因此 ， 要测量几十至上百安培的电流 ， 工程师通常使用分流电阻，构建定制解决方案，利用欧姆定律，通过分流电阻值和测量的压降，计算出电流值。但是这种方法会引入许多误差，必须花费大量精力使用外部手段验证测试结果，但即使这样，也很难确定最终的精度。因此，大电流和动态电流的精确测量，是非常具有挑战性的。 缺陷原因： 市场上常见的高精度电阻分流器的标称技术指标可以达到 0.5% ，甚至有些可低至 0.1% 的误差 。但即便只有 0.1% 误差的分流器，在未考虑其它可能引入的误差之前，就会让我们难以实现 0.1% 总测量误差的目标 。更为严重的是，由于分流器的阻值会随着温度发生变化，而我们无法调整它的绝对电阻值来校准它，而必须进行更多的表征。同时，必须用高精度的万用表来测量电压和电阻的变化。普通的数字万用表由于分辨率的限制，不能直接用于精确表征毫欧级的分流器。 那么，如何来精确表征一个分流器呢？ 一种方法是将其与预先表征过的分流器串联 ， 使用程控电源为该串联电路施加电流。使用串联电路中已知特性的分流器来测量电流，再测量需要表征的分流器上的电压，便可计算出这个分流器的电阻。在表征过程中，您必须等待分流器达到热平衡，以获取这个分流器受温度影响而发生的变化值。在一个电流值完成表征后，随即需要按一定的步进提高电流值，再重复这个过程，直到最大的预期电流值，以表征分流器逐渐增加的自热效应。这个过程极其耗时耗力。 有一点必须考虑的是，鉴于分流器的电阻值仅为毫欧级 ， 所以电路引线中的电阻也不容忽视。在使用 10 毫欧分流器时，即使引线额外增加仅仅 10 微欧电阻，也会导致误差增加 0.1% 。 为了预防引线电阻值加到被表征的分流器电阻值上， 从而影响测量结果，应该使用 4 线 Kevin 连接方法。 图 1 ：利用 Kelvin 4 线 连接的分流电阻器 温度变化引入的误差： 当温度变化时，所有电阻器的值都会发生或多或少的漂移（图 2 ）。这种效应被 量化 为电阻温度系数（ TCR ），单位通常为 ppm/ ℃（见公式 1 ）。普通铜线的 TCR 大约为 4000 ppm/ ℃。精密型分流器使用特殊合金进行补偿，将 TCR 降低到最低水平，可以实现 10ppm 或更出色的性能。然而， TCR 绝不会减小到 0 ，所以您必须计算其效应，特别是在电阻器功耗达到数瓦的时候，以确保环境温度变化或自热导致的温度上升不会损害测量精度。对于 25ppm 电阻器，温度每上升 40 ℃，误差将增加 0.1% 。此外，由于电阻随温度而改变，在电流发生变化之后，分流器两端电压的显示值需要很长的时间才能稳定下来，直到分流器达到热平衡。热稳定时间取决于分流器材料的形状、质量和热导率。对于物理尺寸较大的器件，它们可能长达几分钟。由于等待分流器温度稳定需要时间，这将会严重影响测试速度。 公式1： 图 2 ：分流电阻的热漂移 数字电压表引入的误差： 虽然高性能数字电压表能够测量微伏级电压，但是在低信号电平时，数字电压表自身的偏置误差是决定分流器系统总体精度的最重要原因。数字电压表的测量误差包括了读数误差和偏置误差。偏置误差是有仪表本身决定的，与选用的量程和温度有关，而与被测量的信号无关，这个值通常在微伏级。因此，这就决定了数字电压表在测量分流器的低电压信号时，存在一个不可小视的误差下限。 热电动势引入的误差： 当电路由两种不同金属构成，而且在不同端存在温度差时，就会发生热电效应，即 Seebeck 电压。 Seebeck 电压的大小取决于接触的金属种类及温度差，通常为 uW / ℃的量级。 热电偶就是利用 Seebeck 热电效应来测量温度。但在使用分流器的电流测量中， Seebeck 热电效应会是常见的偏置误差源。要最大限度减小热电效应，必须谨慎选择材料，保持系统的等温状态。因此，您应尽量让分流器测量电路远离可能导致温度变化的热源，例如散热风扇排出的气流，并尽可能降低分流器自身的功耗。连接器的电镀触头、继电器到分流器合金的铜线连接（图 3 ），都可能构成意外的热电偶接点，其温度相关的偏置电压对测量结果会产生不利影响。例如：对于 3.33uV/ ℃的材料，一旦温度变化 3 ℃ ， 就会产生 10uV 的 Seebeck 偏置电压，可能导致 10 mV 的 信号测量产生 0.1% 误差。 图 3 ：自热导致分流器温度上升 选择分流器： 要进行精确的电流测量，首先应使用高品质的电阻。对于普通的电阻，由于引线电阻、较大 的 TCR 、以及 非理想的特性，最好不要使用它作为电流测量的分流器。此外，测量大、小电流的要求会相互矛盾，任何一个实际的测试系统可以测量的最大和最小电流值是有限的。 对于大电流，通过将分流器的功耗限制到适当水平，以此确定该分流器的电流测量上限。根据   ， 100A 电流通过 1 毫欧电阻将消耗 10W 功率，产生 100mV 的压降 。在 10W 功耗条件下， TCR 可能会导致分流器的电阻值发生非常大的变化，需要使用散热器，或更大体积的器件以限制温度的上升。 分流器上的瞬态压降可能也会限制分流器电流测量的实际上限。在被测件端， 实际输入电压等用电源输出电压将减去分流器和导线上的压降。常用的方法是把电源远端感应线跨过分流器，连接到被测件端。这样电源可以提供额外的补偿电压，以稳定被测件端的电压（图 4 ）。然而，如果出现电流的突然变化，分流器仍将导致瞬态电压偏置， ，之后电源才会稳定到新的工作点。分流器瞬态压降与电源固有的瞬态压降相叠加，有可能导致被测件重置或产生其它错误行为。 图 4 ：包括远端感应连接的电源 对于小电流的测量，根据 ，必须使用大分流电阻以使生成的足够高的偏置电压，降低测量误差，提供测量精度。如果测量的电流是变化的，有大电流和小电流，在使用单分流器系统的时候，就可能出现问题。一方面，需要分流器能适用于足够高的电流，需要克服功耗和瞬态响应因素的限制。另一方面，在小电流的测量时又要确保足够的精度，但这时， 数字电压表和 Seebeck 热 偏置电压造成的误差将是不可接受的。 您可能想再使用一个额外的分流器和旁路开关，为小电流测量生成较大的、更容易测量的电压信号。然而，将这个额外的分流器切换到电路中进行测量，需要进行大量编程工作，因为它必须与被测件活动导致的电流变化保持同步。在大分流器上，意外的高瞬态电流可能导致电源电压下降，造成被测件中断工作。假定理想的大电流旁通开关可以实现，那么突然增加或减少被测件电流路径中的阻抗，仍有可能导致电源系统的输出瞬变。 替代解决方案：对 于设计和准确验证分流系统的困难性 ，我们可以更多来 关注一下高性能电源通常内置的、卓越的计量级测量手段。 Keysight N7900A APS 电源系列可以测量高达 200A 的电流，而增益误差不超过 0.04% 。先进的设计不仅保证了电流和电压测量精度，它们还在极限环境条件下经过测试和标定。此外， N7900A 系列还采用了热模型，来实时估计分流元件的温度，并对温度导致的误差进行数字校正。与未进行任何补偿的系统相比，这个过程可改善精度，并极大缩短测试时间。 N7900A APS 系列内部还具有无缝切换的高电流和低电流量程 ， 可方便地对高动态电流进行测量 ， 无需使用外部分流器和相关的控制电路。从测量角度来看，量程变化不会对电源输出产生任何干扰，完全是没有间断和毛刺的。 在利用APS精确测量电流的时候，有两种方法： 第一种：利用APS给被测件供电，设定工作电源，直接读出被测件的动态和静态工作电流； 第二种：把APS串入电流回路，把APS的电压输出设为0V。 这样APS就成为了一个具备超大动态电流测量范围的电流表。    总之， 在使用分流器和数字万用表构成的系统中，要实现高精度电流测量 ， 其复杂程度远远超过根据欧姆定律粗略计算的过程。数不胜数的误差源会导致测量的绝对精度远远低于数字万用表的理论性能，同时温度的影响也使可重复性显著降低。考虑到这些误差，对结果进行验证需要投入大量时间、设备和专业技术。使用实验室电源内置的测量能力可以非常方便地进行数据传输，减少需要的测试仪器数量，通过清晰定义的精度技术指标为您提供可靠的测量结果。 关于APS的更多信息，可以访问：www.keysight.com.cn/find/aps， 或者观看优酷网上视频：http://v.youku.com/v_show/id_XNjEzOTQxMTAw.html?f=20013609

在电动汽车及混合动力电动汽车（ HEV ）中， 配备着大功率电池系统，它们依赖于双向的、可再生的能源系统和器件储蓄能量，并且在需要的时候，它们又能提供持续的供电。这些系统和器件包括：充电式电池组、超级电容器、电动机 - 发电机系统、双向 DC/DC 转换器、电池管理系统（ BMS ）、制动能源回收系统等等 这些系统和器件通常工作在输千瓦的功率范围。 在进行研发和生产过程中的测试时，就需要有更大功率的电源和负载，为这些被测件提供功率输入，并且吸收它们释放出来的能量。其功率可高达数千瓦，甚至更高。对于测试工程师来说，这是一项极其艰巨的挑战。最常用的方法， 是使用单独的电源供电，再使用负载吸收被测件释放的能量。但是这种方法存在很大的缺陷。主要问题是，这种方法无法实现电源和负载功能的连续转换，与系统实际工作条件大相径庭；而且，必须在系统中使用大功率的开关、继电器等，系统非常复杂，可靠性和可重复性往往无法达到要求。因此，只有将电源输出和功率吸收的功能完全集成到单一仪器或系统中，而且可以实现功能的无缝转换，才能克服这些缺陷。 双象限工作与四象限工作的比较 在测试这种双向的、可再生的能源系统和器件时，对于需要什么样的电源和吸收负载，测试工程师们有时对此存在一些误解。他们往往以为双向就是双极，因此需要使用双极性电源进行测试。这实际上是风马牛不相及的。如图 1 所示，在这个四象限中，单极、双向电源的电流、电压工作区域在图中的 I 和 II 象限。它可以输出和吸收电流，而电压必须是正电压。它既可以作为直流电源， 又可以作为电子负载，是一种双象限直流电源。 相比之下，双极电源可以跨越零电压进行过渡，在正电压或负电压上工作。它可以在 I 和 III 象限提供功率，在 II 和 IV 象限吸收功率。 由于这些双向的、可再生的能源器件和系统测试过程中，一方面需要对其供电，另一方面需要吸收被测试输出的电流， 因此，其工作状态明显是单极电压，其测试工作需要的是一个单极双象限直流电源即可完成，实际上，这也是最好的选择。当双象限直流电源作为电子负载在 II 象限中进行连续工作时，必须完全可控的、连续的工作模式。仅使用电源的下编程能力吸收电流，是不足以对这些双向能源系统和器件进行全面测试。   使用直流电源和电子负的方法，会存在电压死区，影响输出 / 吸收特性     目前，在市场上很难找到千瓦级功率的双象限直流电源。工程师往往使用单独的直流电源提供所需的功率， 配合电子负载吸收被测件的输出功率，用于其双向再生能源系统和器件的测试。 单独而言，直流电源可连续地输出功率， 而电子负载可以连续地吸收，并且都有出色的直流精度、稳定性和快速的动态响应，无论被测件是什么。在测试过程中，这种性能是必需， 因为被测件是有源和动态的，根据其状态和工作条件，在输出功率和吸收功率之间转换。 图 2 所示的一套电池仿真器系统（ BSS ）， 就是将直流电源和电子负载组合起来，进行供电和吸收。      电池仿真系统典型的 电压系统 ； 直流电源和电子负载都工作在恒压 （ CV ） 模式下。电子负载的电压设置要略大于直流电源，它们不同的电压偏置，会造成一个死区电压，他们不会在这个区域中工作。 电池管理系统 （ BMS ）的测试就会用到 BSS 。一些其它工作在 2 象限 的 双向功率器件，也可以用这套系统来测试。当被测件吸收电流时，电压依靠电压来维持。当被测件输出电流时，其电压上升，直流电源的输出就会截止， 同时， 电子负载会进入 CV 的工模式，并将电压钳制在略高的电平上。 通常情况下，需要在直流电源输出端添加一个阻塞二极管，以防止被测件启动输出功率时，反向电流倒灌进入电源。在这种配置中，直流电源直接读取电流值，同时电子负载直接读取吸收电流。但是，使用这种测试方案的确存在着一些无法避免的缺陷：     直流电源无法使用远端感应，因为如果远端感应线在二极管端，阻塞二极管将会导致直流电源不稳定 功率输出和吸收之间的电压死区存在高阻抗。 需要向直流电源和电子负载分别发送电平电压编程指令，使它在 BSS 电压发生变化时相互进行跟踪。 了在测试中协调直流电源和电子负载的工作状态， 通常需要更为复杂的系统配置。 电子负载不得不在截止和 CV 工作模式之间跳变，会影响其动态性能。 在电流和温度发生变化时，阻塞二极管的压降会发生变化， 直接导致直流电源和电子负载电压之间， 需要增加几百毫伏的死区电压。     特别是后两项因素，限制了 2 双象限灵活性和精度， 并且影响了系统的静态工作性能。为了补偿静态工作下的死区电压，需要对 BSS 电压编程控制，使其能根据要求上、下调整，使电压值合理接近，更接近需要的电压。然而， 由于死区电压的存在固有的动态瞬变，进而会与电子负载 CV 模式瞬变交织在一起。 如图 3 所示。     通过重叠供给 - 吸收工作隔离直流电源和电子负载     如前所述 ， 您可以通过完全重叠的工作避免许多与非重叠工作有关的问题。图 4 为配置用于完全重叠工作的直流电源和电子负载。现在，电子负载在 CC 模式而非 CV 模式下工作。电子负载的电流设置为固定值，超过预期被测件供给的最大值。这样，电子负载就会始终保持在 CC 模式下，吸收固定水平的电流和功率。电子负载再也不必应对任何模式交叉问题。直流电源始终保持在 CV 模式中，并且始终供给电流。因此不再需要阻流二极管。结果，此 BSS 配置在整个供给和吸收范围内始终处于 CV 模式，没有电子负载模式交叉和静区电压瞬态，也就不会影响到包含非重叠工作的 BSS 配置。不过它也有一些缺点：   •         直流电源需要非常大 ， 以便能够同时供应被测件所需要的最大电流和功率 ， 以及电子负载连续吸收的完整电流。例如，为实现 100% 的电流吸收，直流电源需要增大两倍以上。 •         电子负载经常消耗全部功率，对于大系统来说必须考虑到这一点。 •         测量需要读取直流电源和电子负载的电流并求差值，往往是用两个大值得到一个小值。因此，测量精度会受到影响。 (未完，续下篇）  

在测试过程中 ， 示波器、数据采集、数字化仪等各种测试设备常被用来捕获波形 ， 并对波形进行数字化处理 ，然后将捕获到的这些 数据， 以数据包的形式下载到 PC 上，并存储起来。这些数据包可能非常庞大，包含数千乃至数百万个测量结果。对于长期数据记录，数据文件可能达到数 G 。通过仪器总线传输这些数据文件会占用极长的时间，进而使测试的时间明显增加。   在是德科技的一些高性能 程控系统电源中，也内置有高速、高分辨率数字化仪 ， 也 可轻松捕获浪涌电流、瞬变电压和电流的波形测量结果。就效果而言 ， 这与前面提到的方法毫无二致。这些高性能你系统电源包括 APS 系列电源系统、 N6700 多路模块化电源、 6800 系列交流源和分析仪、 66300 系列手机测试电源等等。在构建测试系统的时候，工程师们通常会选择以 ASCII 格式传输数据，但我们推荐您最好以二进制格式传输数据。与 ASCII 数据相比，传输二进制数据实际需要传输的字节更少，因此可将传输时间缩短一半甚至更多。   下面的实例， 就是我们完成的一项对比测试，现在我想把测试结果与大家分享。请注意，这些结果都是通过快速测试获得的，不能视为正式的测试数据。所以如果您发现我的方法有错误，欢迎予以指正。 首先介绍一下我的测试方法。我使用了 N6700B 模块化系统电源 主机和 N6781A SMU 模块 ， 并为此编写了一段程序。 该程序将模块输出设置为 5 V ， 然后执行一系列电压测量。测量点数和采样率分别设为最大测量点数（ 524288 点）和最快采样率（ 200kSa/s ）。在将数据从 N6700B 读取到 PC 之前，启动程序秒表开始计时；在读取结束后停止计时。将此操作重复执行 20 次并计算平均值。   通常我们会推荐使用 Agilent VISA-COM IO 程序库。 VISA-COM 程序库中的 ReadIEEEBlock 功能可以非常容易地阅读二进制数据。     下面的截屏显示了相关的循环和计算程序。此程序用 VB 语言编写，我使用LAN来与仪器进行通信。       图中没有显示出来的另一个重点是 ， 我使用 FORM REAL 命令将数据格式设置为 real 格式。如果您使用的是 ASCII ，那么数据格式设置命令为 FORM ASCII （这也是默认设置）。   您可以看到注释掉的 ReadString 命令 （ 使用 ASCII 数据格式时换入的 ） 。您还可以看到非常专业和有用的 “I am on line” 计数器 ， 通过置入这个计数器 ， 我可以知道程序在正确循环。   现在对比一下运行时间。在 ASCII 格式下 ， 将全部 524288 个测量结果回读用了大约 100 秒。换成二进制格式，同样的操作用了不到 5 秒。如您所见，两者简直是天壤之别，如果您要从支持二进制格式的仪器回读大量数据，利用二进制数据传输的能力，可大幅度缩短数据传输的时间。   我还做了其它一些试验。 将总测量点数降低到 1000 。 读取二进制格式数据需要不到 20ms ， 而读取 ASCII 格式的数据大约需要 125ms 。最后，将总测量点数设置为 3 个数据点进行测试。二进制格式的测量时间不到 15 ms ， ASCII 格式的测量时间不到 5 ms 。因此您可以看到，随着回读的数据逐渐减少， ASCII 格式需要的时间也逐渐缩短，追上甚至超过二进制格式。   这个试验说明 ， 如果回读的测量点数据比较多 ， 最好使用二进制格式 ， 因为它可以为您节省大量时间。        

在过去的文章中，关于电源保护能力的文章就有好几篇。测试过程中电源的保护能力，就如同汽车的制动和安全防护系统，其重要性超过其他的所有特性。 当今系统直流电源整合了多种保护特性，能够保护被测器件（ DUT ）和电源自身免于故障或设置不当导致的损坏。你肯定对过压保护（ OVP ）和过流保护（ OCP ）不陌生，这是大多数系统直流电源应用的两个核心保护特性，能够防护功率相关损坏。 过压保护可以在电压高于允许运行电压上限时帮助确保被测器件不会遭受电源相关的损坏。过压损坏几乎在瞬间产生，因此在设置过压保护电压时，应低于被测件的损坏电平，以提供一定范围的裕量；但保护电压的设置，也要略高于被测器件的最大预期工作电压，以避免电压瞬变造成被测件的重启。过压形成通常源于被测器件的外部因素。在高性能的程控电源中，过压保护的响应时间通常在 10uS-100uS 。 过流保护可以帮助保护被测器件，防止内部短路或其他故障导致过高的电流，造成被测件的损坏。过流保护的响应时间通常是从百微秒级到毫秒级，不同性能的电源这个指标相差较大，性能越好的电源，响应时间越短。同时，过流越高，电源的响应时间则越短。由于被测件在启动过程中往往存在比较高的浪涌电流，这会远高于被测件的正常工作电流，如果这个浪涌电流的时间过长，就会触发电源的 OCP ，从而电源下电，被测件无法启动。正是由于这个原因，有些被测件在用高性能电源常常无法正常启动，而使用杂牌的电源时，被测件则可以启动， 因为杂牌电源 OCP 启动时间过长。为了解决这个问题，高性能电源可以允许使用者设置电源上电时 OCP 启动的电流幅度窗口和时间，即确保被测件的正常启动， 又可确保了被测件的安全 但在很多的应用场合，仅仅 OVP 和 OCP 对于器件测试过程中的保护往往是不够的。在这里，我们用一个实例来说明。图 1 是实例被测器件的过压保护和过流保护描述。这是一个电压固定输出为 48V / 最大工作电流 9.4A 的电源，最大功耗为 450W 。测试过程中，我们设定过压保护和过流保护为比被测器件的电压和电流值高 10% ，以保护被测器件。 然而，并非所有被测器件都具有与图 1 类似的电压和电流工作范围。以车载 DC – DC 转换器为例， 这类器件具有宽泛的工作电压范围，而功率相对恒定。这里的 DC-DC 转换器广泛应用在车载及军用电子产品中，以适应变化范围大、输入电压不稳定的工作环境。如图 2 所示， DC – DC 转换器的工作电压为 24-48 V ，功耗 225W 。 DC – DC 转换器的转换效率通常很高，其自身的能量损耗极低，绝大部分传输到了负载。如果 DC – DC 转换器一旦发生故障，就会导致自身能耗迅速上升，转换效率降低，可能会由于过热而损坏。在这种情况下，就需要设置 24V 的过压保护。可是，一旦设置了 24V 的过压保护，就会导致更高电压值的测试无法进行。如下图 所示。 具备过功率保护能力的程控电源可以解决上述问题，因为过功率保护可以在所有输入电压设置条件下保护被测器件。 图 3 ：应用过功率保护的 DC - DC 转换器输入电压（ V ）和电流（ I ）范围实例   目前市面上的程控系统电源，绝大多数不具备过功率保护特性。如果针对每次测试电压的设置 , 都需要修改过压保护设置，不仅繁琐而且不实用。 Keysight N6900A 和 N7900A APS 先进系统直流电源提供可配置的智能触发系统，可以持续感应输出功率，进而创建逻辑表达式，以便根据输出功率触发输出保护的下电。如图 4 所示，使用 N7906A 软件工具可以直观地配置逻辑表达式，然后下载至 APS 电源。智能触发系统是由仪器的硬件支持，能够确保快速响应，这是构建保护机制的重要因素   图 4 ： N7906A 软件工具可以直观地配置过功率保护关机 此外， N7906A 具有故障延迟功能，可以防止被测器件因瞬态事件产生临时功率峰值导致的误触发。除了故障触发电源的下电，输出功率还可以用于触发众多其它的事件和动作。 了解更多 Keysight APS 电源， 可以观看网上视频：http://v.youku.com/v_show/id_XNjEzOTQxMTAw.html?f=20013609   或访问： www.keysight.com/find/aps  

在以往的文章中，我们谈到了程控电源的两个基本工作模式，即恒压模式（ CV ）和恒流（ CC ）模式。 在程控电源中，调整电压或电流非常简单。 但有些特定应用要求给被测器件（ DUT ）施加固定的能量，这该如何处理？例如，在热计量或化学工艺中，需要电源能提供固定的能量；或者在测试保险丝、断路器、雷管***等时，需要供电电源能提供的能量。 当被测器件的电阻保持不变时 ， 给其施加固定的能量相对比较容易。即电源输出固定的电压或电流，被测器件的功率保持不变。能量通过下面公式表达： E = (V 2 /R) * t = (I 2 * R) * t 在这种情况下，只需在设定的时间内施加恒定电压或电流，就能为被测器件添加固定能量。     然而，大部分被测器件不能保持恒定负载 ， 负载可能随时间动态变化 ，例如 电阻随温度上升而增加。在这种情况下，您将做怎样的调整，才能确保被测器件接收到的固定能量呢？一种方法是使用市场上极其少有的恒功率专用电源。当被测器件的负载上升或下降时，恒功率电源可以自行调整，确保输出到被测器件的功率保持不变。这样，通过在设定的时间内施加恒定功率，就可以确保被测器件接收到固定的能量。 然而，被测件的负载不会保持恒定，很多时候，其变化很可能是无法预知的，或者完全出乎预料的。这时，恒功率电源的方法可能完全无法接受，因为您无法预知需要的时间。这种情况下，应该怎么办呢？ 时间不再是一个固定的值，你无法通过设定时间和电源的功率来获得所需的固定能量。这时，就会导致调整方案变得愈加复杂，参见图 1 。 图 1 ： 为让被测器件获得固定的能量，需要非常复杂的调整方案   图 1 中的 调整方案实施起来将会非常具有挑战性。在这个方案中，配备了一个电度表。当电度表达到设定的瓦时（或瓦秒）的能量阈值时，提供一个触发输出信号。但如果整个测试时间很短，例如在 1 秒钟以内，要求完成这一过程的响应，那么整个操作就会变得更加困难，很有可能需要用到定制硬件。 为了解决这个问题， 我们在最新的 N6900A 和 N7900A APS 系列电源系统中，加入了一个非常特殊的功能，可以通过编程实现上述配置和测试过程。 APS 测量系统内置了安时和瓦时测量功能，使您不仅能够测量这些参数，还能通过编程，对这些参数进行运算。通过编程，可生成相应的逻辑表达式，并可下载到 APS 中 ，再由 APS 以硬件级速度加以运算和处理。如图 2 所示， N7906A 电源助手软件可以让您轻松创建信号运算的表达式，并加载到 APS 电源中。   图 2 ： 在图形化软件中生成一个能量限制设置 ， 并加载到安捷伦 APS 电源   图 2 的实例 中 ， 阈值比较器将 APS 0.0047WH 输出能量作为触发输出信号。该触发信号路由至输出瞬态系统，一旦触发，便可使电源输出跳变至新的输出电平。我将触发输出电平设为 0V 。这样，当 APS 电源输出达到 0.0047WH 后，输出电压将立刻跳变为零，以避免多余的功率和能量流入被测器件。 在 N7906A 界面上点击 “SCPI to clipboard （复制 SCPI 到剪切板 ） ” ， 即可生成信号路由表达式所需的 SCPI 指令集。这个指令集可直接粘贴到整个测试程序中，不必手动编写所需代码。     现在 ， 我们测试一下它的效果 ， 我设置了 10V 输出 ， 这时负载的电阻值是 1.18 Ω 。 负载吸收 84.75 W 功率。输出电压在大约 200 ms 内降到了 0V ，满足了预期的时间要求。请参见图 3 中的示波器捕获图。 图 3 ： APS 在 84.75 W 负载、能量限制 0.0047 瓦时的输出   当输出电压增至 14.142 V 时， 负载功率翻了一倍。 APS 输出则在一半的时间内下降到了 0V ，而且确保了同等的输出能量。请参见图 4 中的示波器捕获图。 图 4 ： APS 在 169.5 W 负载、能量限制 0.0047 瓦时的输出 我们利用了一个简单的电阻器作为负载，让我们很直观地看到了 APS 对负载施加的能量；例子虽然简单，但这也证明，尽管负载会随时间动态变化，而且时间也是非预知的， APS 的实时瓦时能量测量的能力，完全可以为被测件动态地提供所需的恒定能量。