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弧形导轨驱动器是一种用于驱动滑座沿着导轨做弧线运动的设备，其用方法因具体型号和应用场景的不同而有所差异，通常可以归纳为以下几个步骤： 1、安装前要明确弧形导轨的使用需求，根据需求选择合适的弧形导轨驱动器，准备好螺丝刀、扳手、量具等安装所需的工具和螺栓、垫片等材料。 2、安装弧形导轨驱动器时需要使用水平仪或其他工具检查导轨的水平度和垂直度，并进行必要的调整，固定导轨时，需要确保紧固件的紧固力度适中，避免过紧导致导轨变形，过松则可能导致部件松动。安装完成后，需要对弧形导轨进行测试，确保其性能稳定、精度符合要求。 3、安装完成后要进行调试，使用机器或设备沿着导轨运动，观察导轨的运行情况和噪音水平等指标。如有异常情况，需要及时排查原因并进行处理。 在日常的使用中也要进行维护和保养，定期检查弧形导轨和驱动器的运行状态，包括磨损情况、紧固件的松动情况等。并定期清洁导轨和驱动器表面，并根据需要添加适量的润滑剂，以减少摩擦和磨损。一旦发现故障或异常情况，应及时停机检查并处理，避免损坏设备或造成安全事故。

1、 公司的核心技术有哪些 ? 先进性，创新性有哪些 ? 在功能，性能上，达到什么样的水平？与国内外先进竞争对手相比，技术是的优劣势有哪些？ 公司主要分为三大系列产品：舵轮、驱动器和激光导航，为客户 AGV 车辆提供动力、动力控制和调度等功能，相当于 AGV 的手脚、神经和大脑部分。 其中我司产品的特色在舵轮和驱动器方面主要在于重载性能强、稳定性高、低速启动力矩大、精度高，技术实现要求在于舵轮的参数设计、经验应用，驱动器针对自动行走设备特色的运行逻辑和算法优化， 5KW 以上大功率舵轮和驱动器在 AGV 和叉车行业目前国内暂未发现竞争对手。导航定位模块为国外品牌代理，我们所做的部分为控制和调度部分，理论上可以实现 200 台车的同时调度，实际运行车辆最大的数量目前为5 0 台车。 公司三大产品主要竞争都来自国外品牌，本公司产品性能没有明显差异，价格、交期和服务优势明显，技术优势体现在本土化设计、能提供运动控制成套系统、公司定制化产品范围广。 2、 关于重载能力这块，达到什么样的可量化指标？是如何实现的？全球领域，竞争对手和技术实现手段的对比？ 重载 AGV 最大搬运能力可达 50 吨以上，最大牵引能力达 300 吨以上，通过选配本公司功率大的舵轮实现，其中国内机车牵引用的公铁两用车目前只有我司提供，已经为中车客户提供 20 台公铁两用车的核心配件舵轮及驱动器，但是国外品牌在国外市场占据主导地位。产品性能没有太大差异，重载普遍要求更高、技术实现难度大，考虑安全系数较高，因此成功应用于成品的配件都达到了客户所要求的的高标准。 3 、 亿控在重载 AGV 舵轮的精确控制上做了哪些努力 ？ 怎么实现的 ？ 重型舵轮的精准控制技术实现起来的难点体现在哪里 ？ 公司掌握的技术是否可以构成壁垒 （ 别的公司很难做到 ）？ AGV 的精确控制由舵轮能力、电气控制、运行程序等多方面综合而成。亿控最大的优势在于能提供成套运动控制系统，而且开发了结合经验数据的成套优化算法，部分演算过程见下图。 产品的特色在舵轮和驱动器方面主要在于重载性能强、稳定性高、低速启动力矩大、精度高，技术实现要求在于舵轮的参数设计、经验应用，驱动器则开发了针对自动行走设备特色的运行逻辑和算法优化 。 4 、 商业上，现有客户的销售路径？直销？渠道？各自占比？不同行业的策略 ? 未来销售的主要战略和打法？ 现有客户销售途径主要为直销，推广模式有行业推广、展会推广、产品发布会、公众号、 B2B 、网站推广、其他新媒体推广等。未来暂时保持此类推广模式。 5 、 国内外主要竞争对手有哪些 ? 各自的优劣势？就技术，产品，商业策略（销售）的对比？公司发展不确定性因素有哪些 ? 如何应对 ? 国外品牌竞争对手其中驱动器有 ZAPI, Curtis, Inmotion, 舵轮产品的竞争对手主要为 Schabmuller, Metalrota, 激光导航 NDC 。不确定性因素主要在于国内经济大环境影响以及汽车厂家客户占比太大，应对方式有拓展新应用行业、持续研发、降低成本、优化管理等。

电池包的应用与技术问题 为了获得更大的能量密度，锂离子和磷酸铁锂电池在电池包中的使用越来越多，比如：电信机房的UPS单元，移动式电站，储能系统等。 锂离子和磷酸铁锂电池在提供更高的功率和能量密度的同时也需要更准确和复杂的监测和保护。比如：欠压保护 (CUV)、电芯过压 (COV)、过热 (OT)、 充电过流 (OCC) 和放电过流 (OCD)、 短路放电 (SCD)。这些方面出现轻则会加速电池退化，严重的可能导致热失控和爆炸。 系统需要良好的测量精度来知道电芯电压、电池包电流和电芯温度，以实现准确的保护以及电池包充电状态 (SoC) 和电池运行状况 (SoH) 计算。同时还需要在运输模式和待机模式下，保持更低的待机功耗，以保证长时间存储的情况下，电池不会过放电。 电池包储能系统的设计 设计使用 BQ76952 作为电池监控器和保护器，用于监控每个电芯的电压、温度和电池包电流。 MOS管驱动器UCC27524支持5A灌电流和拉电流，能够驱动更多MOSFET 以支持更大的电池容量。五对N沟道MOSFET位于电池负极中，作为控制充电和放电过程的开关。防止出现电芯过压、电芯欠压、过热、充电和放电过流以及短路放电等情况。 设计使用低功耗MCU,MSP430FR2155支持隔离式 RS-485 通信，以传输电池包数据和接收命令，保留隔离式 CAN 收发器来测试辅助电源性能。 设计使用100V输入、0.5A、超低IQ同步降压直流/直流转换器LM5163来降低电池电压，从而为MOSFET 驱动器供电。Fly-Buck转换器TPS54308用于生成非隔离式 3.3V电源为MSU供电，隔离式5V电源为隔离式通信收发器供电。低IQ LDO TPS7A24 可使隔离式输出电压保持稳定。使用具有正温度系数和0603封装 TMP61 的 ±1%、10kΩ 线性热敏电阻通过MCU ADC来监测 MOSFET 温度。 辅助电源架构可实现非常低的功耗，运输模式 (10μA) 和待机模式 (100μA) 。 系统框图 辅助电源的设计 为了保证在待机模式和运输模式下的低功耗，及正常工作时设备的良好热性能，需要针对辅助电源针对性做低功耗策略设计。 辅助电源架构 待机模式下降低功耗： 通过EN引脚禁用LM5163，可实现TPS54308、UCC27524、UCC27517 掉电节能。BQ76952通过稳压器输出3.3V电压，为处于低功耗模式的MCU供电。在待机模式下如需要快速放电，LM5163仍可为UCC27524和UCC27517提供12V供电，MOSFET导通以实现快速响应放电。此时仍可通过EN引脚关闭TPS54308，关闭隔离通信功能，降低功耗。 运输模式下降低功耗： 当系统遇到严重的电芯欠压情况且必须进入运输模式时，MCU将配置BQ76952进入关断模式，并通过EN引脚禁用LM5163 输出。系统将进入超低电流消耗模式。设计支持充电器连接唤醒功能，连接充电器后BQ76952会唤醒并启用正常的5V稳压器输出，MCU上电并通过EN引脚启用LM5163，整个系统回到正常模式。

介绍 本应用说明介绍了智能系统中去饱和故障检测功能的设计门驱动程序。 以及去饱和度故障检测功能在驱动程序中如何工作。 去饱和故障检测电路为电源半导体开关（ IGBT或MOSFETs）提供保护，以防止可能导致这些电源开关损坏的短路电流事件。逆变器的去饱和也可能由于逆变器门驱动器性能故障或导致的驱动器电源电压问题不足而发生。可能导致逆变器中电流过大和功率损耗过大的其他故障模式可能是由于用户连接错误或线路错误导致的相位和/或轨道供电短路、噪声或计算错误导致的控制信号故障、负载引起的过载条件以及栅极驱动电路中的部件故障。大大增加的功耗很快过热的功率逆变器，并破坏了它。为了防止对驱动器的灾难性损坏，必须实施去饱和故障检测和保护，以减少故障状态下的或关闭过电流。 故障检测 IGBT集电极-发射极电压VCESAT由栅极驱动光耦合器的DESAT引脚监测（图1a和1b中的Pin14）。当一个应用程序中出现短路，且有很大的电流通过IGBT时，它就会进入去饱和模式；因此其VCESAT电压会升高。一旦VCESAT电压超过内部去饱和故障检测阈值电压，通常为7.0 V，光耦合器栅极驱动器就会检测到故障（当IGBT打开时）出现故障。 此故障检测会触发以下两个事件： a.光耦合器门驱动器的排气被缓慢地降低，以“轻轻地”关闭IGBT，防止大的di/dt诱导的电压峰值。 b.激活内部反馈通道，使故障输出较低，以通知微控制器故障情况。此时，微控制器必须采取适当的动作来关闭或重置电机驱动器。 软关闭 这一特性存在于门光耦合器中。 g.ACPL333J、ACPL- 330J、ACPL-332J、ACPL-331J和HCPL-316J)。当DESAT功能检测到故障时，输出驱动阶段的弱下拉设备将“轻”地关闭IGBT，并防止大的di/dt感应电压。该装置缓慢放电IGBT栅，以防止集电极电流的快速变化，导致杂散电感造成的电压峰值。在缓慢关闭期间，大输出下拉装置保持关闭，直到输出电压低于维+ 2 V，此时大下拉设备锁定IGBT门维. 关闭状态并重置 在 IGBT关闭状态下，驾驶员故障检测电路被禁用，以防止错误的“故障”信号。故障输出，图1a的Pin 3被拉下，输出Pin 11下降。在ACPL-333J和ACPL-330J中，故障通常在26 ps的固定静音时间后自复位。在ACPL-332J和ACPL-331J中，在一个固定的静音时间后，在给驾驶员的下一个正输入信号处重置故障。HCPL-316J必须通过重置销（图1b的销5）。对于这两种情况，只有当DESAT检测下降到低（短路被清除）时，才能清除复位。 带有滞后现象的低电压锁定（ UVLO） 光耦合器门驱动器的输出和故障状态由两种组合控制， UVLO，以及检测到的IGBT DESAT条件。在上电期间，UVLO特性通过迫使光耦合器栅极驱动器的输出值较低，来防止对IGBT施加不足的栅极电压。一旦光耦合器门驱动器的电源超过正UVLO阈值，DESAT检测特征是IGBT保护的主要来源。一旦光耦合器的电源低于负的UVLO阈值水平，光耦合器的输出就会安全地降低。正UVLO和负UVLO阈值水平的滞后为UVLO检测和输出关闭特性提供了适当的噪声裕度。 图 1a。ACPL-333J、ACPL-330J、ACPL-332J和ACPL-331J的去饱和检测电路。 图 1b。HCPL-316J的去饱和检测电路 图 2。齐纳二极管和二极管连接，以调整DESAT阈值电压 基本的 DESAT检测器电路组件的选择 对于典型的应用，构建 DESAT电路所需的三个外部组件是DESAT二极管，德萨特，DESAT电阻器，雷德萨特，和空白电容，CBLANK. 空白时间 DESAT故障检测电路应在IGBT打开后的短时间内保持禁用，以允许集电极电压低于DESAT阈值。该时间段称为DESAT空白时间，确保在IGBT打开期间没有麻烦的跳闸。这个时间还表示驱动程序检测故障状况所需的时间。消隐时间由内部DESAT充电电流控制，希格，为250 pA（typ），DESAT电压阈值维德萨特，和外部空白电容器，CBLANK. 操作过程中，当驱动输出低 (IGBT关闭）时，空白电容放电。也就是说，只有当栅驱动光耦器的输出处于高状态时，DESAT检测特征才会被激活，使IGBT进入饱和。当IGBT打开时，DESAT电容开始充电，只有在空白时间后超过DESAT阈值时，保护才会有效。 高压阻塞二极管和 DESAT阈值 DESAT二极管的功能是进行正向电流，允许传感IGBT的VCESAT。在高功率应用中，由于自由旋转二极管的反向恢复峰值，DESAT引脚可能被拉低。这种反向恢复峰值倾向于向前偏置衬底二极管 的 HCPL-316J，它可能通过产生一个“假的”的检测信号来响应。为了最小化充电电流，避免假DESAT触发，最好使用非常快的反向恢复时间二极管和非常小的反向寄生二极管。下表中列出了适合用作DESAT二极管，DDESAT的快速恢复二极管。 通过将一串 DESAT二极管串联或将一个低压齐纳二极管与DESAT二极管串联，可以降低DESAT检测阈值电压（典型）。 DESAT电阻器 IGBT的反并联二极管可以具有一个较大的瞬时正向电压瞬态，它超过了二极管的标称正向电压。这可能导致在DESAT引脚上有一个大的负电压尖峰，这将吸引驱动器的大量电流。为了限制从栅极驱动器抽取的电流电平，可以与DESAT二极管串联地添加一个DESAT电阻（推荐100Q）。所添加的电阻器将不会明显地改变DESAT阈值或消隐时间。 故障输出引脚 故障引脚（ ACPL-332J/331J的引脚3和HCPL-316J的引脚6）是一个开放式集电极输出，需要一个上拉电阻，RF (2。.3ACPL-332J和331J为1kQ，3kQ为HCPL-316J)，以提供高电平信号。为了防止故障引脚被高CMR噪声“触发”，一个滤波器电容器，cf，包括在故障销和接地之间（图1a)。 防止在电源半导体开关操作过程中由于负电压峰值而引起的错误故障检测 可能导致驱动器产生假故障信号的情况之一是，如果驱动器的基底二极管成为正向偏置。如果来自 IGBT自由旋转二极管的反向恢复峰值将DESAT大头针带到地面以下，就会发生这种情况。因此，DESAT引脚电压将被“带来”超过阈值电压。这种负的前进电压峰值通常是由IGBT/MOSFETs自由旋转二极管的感应负载或反向恢复峰值产生的。为了防止假故障信号，强烈建议通过DESAT针和SE针连接齐纳二极管和肖特基二极管(e。g.对于HCPL-316J，在针脚14和16之间)。这个电路的解决方案如图3所示。肖特基二极管将防止栅极驱动器光耦合器的衬底二极管向前偏置，而齐纳二极管（值约7.5至8 V）用于防止任何正的高瞬态电压影响DESAT引脚。 图 3。使用HCPL-316J的具有2.5山s标称消隐延迟的外部消隐电路 其他调整 DESAT检测消隐时间的方法 除了图 1和图2中推荐的调整消隐时间的电路外，本应用说明中还介绍了另外两种方法。第一种方法，如图3和图4所示，使用了额外的电容器、电阻和场效应晶体管。第二种更简单的方法，如图5所示，只需要一个额外的电阻器加上消隐电容的缩放，CBLANK。这些图显示了如何使用HCPL-316J进行连接。该电路适用于其他类似的驱动器，如ACPL332J。这些电路必须始终带有一个肖特基二极管，连接到针14（阴极）和销16（阳极），以防止器件的衬底二极管向前偏置。 在图 3和图4中，消隐时间由Q1控制，时间常数调整为电容值为680 pF，电阻值为1 kQ。设计师可以根据他们所期望的消隐时间来选择调整这个值。4*RC时间常数为680 pF和1 kQ的消隐时间为2.7山s。 图 5显示了外部消隐电路的另一个概念。这种方法使用了一个额外的外部电阻器，rb，从输出连接到DESAT引脚。这允许一个额外的消隐电容器充电电流组件从栅驱动器光耦合器通过rb并增加了栅极驱动光耦合器的内部电流源。这种较高的消隐电容充电电流允许设计者在通过选择外部电阻来选择适当的值和合适的电流时具有更大的灵活性rb.通过调节消隐电容的电容和附加的电流通过rb设计者可以设定一个特定的、精确的消隐时间。 图 4。使用HCPL-316J的外部消缓冲电路 图 5。使用HCPL-316J的第二种外部消隐电路方法 实验结果 图 6显示了下降饱和度的实验波形安装和软关闭条件。 运行条件（请参见图 1a)： 开关频率 = 10 kHz VCC2-维= 15 V 氯化钠 =10nF（模拟IGBT负载Q1) rg= 10业（栅极电阻） 块状的 = 100 p 图 6。通道1（黄色）-输入LED，通道2（绿色）-输出电压，通道3（蓝色）-DESAT

摘要 RT8487 是一具有内部高端驱动元件，可用于降压或升–降压架构中的边界模式恒流控制器，能提供恒定输出电流至 LED 负载。它包含了可实现高功率因数和低输入电流总谐波失真率 (THDi) 的特殊电路，同时也大大减少了外部元件数量。RT8487 所用的 SOT23-6 封装使它只需使用很小的 PCB 空间，并使它成为具有很高性价比的离线式 LED 驱动器解决方案。 本文提供了如何用 RT8487 设计一个 8W 降压型 LED 驱动器的详细信息。 1. 简介 低成本离线式 LED 驱动器要求具备高效率、满足 IEC61000 C 级规格的高功率因数、低输入电流总谐波失真率 (THDi)、精确 LED 电流、快速启动、仅用低成本标准零组件构成和电路设计简单等条件。以下将探讨在浮动式降压架构下以 RT8487 设计而成的 8W LED 驱动器，它能符合上述所有的要求。 主要规格: 输入范围 230V +/-15% (稍作改变，可将此设计变成全范围输入) 针对一般替代型照明应用：LED 灯串 27V，I-LED = 300mA +/- 5%，P-out = 8W 输入电流总谐波失真率 (THDi) < 20% ，满足 IEC61000 C 级规格 启动时间 < 300毫秒 完整保护: 输出短路、LED 开路、过电流及过温度保护 无变压器设计，使用标准低成本零组件，主要目的是降低材料清单 (BOM) 的成本 2. 应用电路 以 RT8487 为核心所构成的 8W LED 驱动器的完整应用电路如下图所示： 图一 在图一的完整应用电路图中，RT8487 被使用于浮动式控制器降压架构下。该芯片可控制高端开关 Q1 的导通时间，借着与电感器串联之电阻 RS 来检测 LED 的平均电流，如此可检测到真正的负载电流。边界导通模式 (BCM) 切换也是透过检测零电感电流（同样是透过RS）而成。在最小漏极-源极电压 (VDS) 时的谐振点开关则是透过由 R3 调整的、从零电流侦测点 (ZCD) 算起的导通延迟时间来实现的，并透过智能算法控制导通时间以获得高输入功率因数和低输入电流总谐波失真率 (THDi)。 IC 所需的偏压是由 D2 和 C2 构成的自举电路所提供，省去外加辅助线圈，所以只需用到一般的标准磁鼓线圈，而不需较贵、客制的变压器。因启动 IC 的偏压电流低，所以可用高阻值的启动电阻 R1 和 R2，且依然能达到快速启动（一般为 123 毫秒）。完整的应用电路可建构于一个 18 x 36 平方毫米的单面 PCB。 3. 主要元件值的计算 以下各节将解释各应用参数的设定。 设定平均输出电流 流过 LED 灯串的平均输出电流可由连于 RT8487 之 GND 和 SENSE 两接脚之间的外部电阻 RS 决定。由于 RS 是串连于电感器，LED 的平均电流可以透过此电阻精确地检测到。输出电流 IOUT 和 RS 的关系如下: 本应用中，LED电流定为300mA，所以 选用电阻 1Ω//4.7Ω 以得 0.824Ω。 启动电阻 启动电阻 (R1+R2) 的选择条件是在最低输入电压下，经此二电阻的电流须大于 RT8487 的启动电流，否则 RT8487 的 Vcc 可能永远无法达到启动电压。其常规启动电流为 25μA。 启动电阻也不能使启动电流超过操作电流，否则 VCC 电压会比自举电路设定的 VCC 还高，因此 IC 可能会启动过压保护 (OVP)。操作电流通常为 1mA。 启动电阻值和 VCC 电容 C2 会决定启动时间，定义如下: 其中 VUVLO 为 17V，而 Istart-up 可近似为： 大多数应用中，C2 多选用 1μF。 且 R1 和 R2 都选用 1MΩ，代入后，得其常规启动电流为： 启动时间则为： 图二 图二显示在 230V 交流输入条件下 IC 启动时的波形。当交流電源輸入时，流经 R1 和 R2 的电流即开始对 C2 充电。当 IC 的 VCC 电压超过 UVLO 值时，功率开关即开始作开关动作，并快速地对输出电容进行充电。实际测得的启动时间为 150msec。 输入电容器的选择 对高功率因数的应用来说，输入电容 C1 必须够小，才能整流正弦波的输入电压。输入滤波电容器的额定电压 VCIN 须够大，以承受最大输入电压。100nF/500V 薄膜电容器会是一个恰当的选择。为减低差模电磁干扰 (EMI)，可由两个 47nF 电容器和一个适当的电感器组成 π 型滤波器来达成。 降压电感器的选择 由于在边界导通模式下切换，电感值会影响转换器的开关切换频率。若要较小尺寸的线圈，就选择小的电感值，但它通常受限于 IC 最小导通时间（通常是 0.5μsec）和最小关断时间（通常是 0.5μsec）。 最大电感值则受限于 IC 最大导通时间（通常是 15μsec）和最大关闭时间（通常是 33μsec）。 要计算电感值，首先要计算在整流过的正弦波峰上 (Vpeak) 的最大尖峰电流值 (Ipeak): 其中Pin为转换器的输入功率，a是LED电压与最高输入电压之比： 而F(K(a)) 是为 PFC 降压且能有低 THDi 的一个复变函数： 图三 在8W应用中，Pin可以由 算出。(以效率为86%作估计) 在整流过的正弦波峰上，因子 a 先被算出： 从图三或公式 (1) 可得， 电感值的范围也可由此算出： 当电流绝对最大额定值为 1.2 A时，选择 330μH 作为 L1 值，这是在尺寸、成本和效率等方面考虑后的最佳折衷选择。 在正弦波峰上，开关频率可由此而得： (Tdelay 由连于 AND 接脚的电阻决定，见下小节。) 设定开关导通延迟时间 电感电流为零之后，电感和开关结点上的总电容会产生谐振，该电容主要为开关晶体的漏极—源极电容。为尽可能减少开关晶体管的开关损耗，RT8487 可灵活调整下一导通周期的延迟时间，以期能在最大谐振点时导通，该点即对应到最小漏极—源极电压值。 图四 要决定所需的延迟时间，要考虑两个因子： a.从零电流侦测 (ZCD) 点到实际零电流点的延迟时间 (如图四之 t1)。因为 ZCD 点是定义在 Vsense = 20mV 时，ZCD 延迟时间可由此式算出： 在此应用中，其值为： b.从零电流点到开关谐振最大值的延迟时间 (如图四之 t2) 可由此式算出： 其中 CSW 是开关结点的电容，主要就是开关晶体管的漏极—源极电容；在本应用中，此电容值为 38pF。谐振延迟时间即为 最佳谐振导通点所需的总延迟时间 Tdelay 即为 290nsec + 352nsec = 642nsec。 从零电流侦测点 (ZCD) 至下一开关晶体管导通周期的延迟时间 (Tdelay) 可藉电阻 R3 调整，R3 连接于芯片的 AND 接脚和 GND 接脚之间。 • Tdelay = 大约的延迟时间，以 μs 为单位（从零电流侦测点即 Vsense = 20mV 时开始） • R3 阻值以 kΩ 为单位 根据公式 (2)，R3 = 8.2kΩ 时可得 628nsec 的延迟时间。但最后将 R3 值设为 6.8kΩ，以补偿由于开关晶体管的导通时间所造成的额外延迟。下面的图五显示了开关在最佳谐振点导通时的波形。 图五 开关晶体管MOSFET的选择 开关晶体管的电压绝对最大额定值须够大，才能承受最大输入峰值电压及瞬间突起电源的裕量。最好选用漏极­–源极绝对最大额定值至少 500V 的开关晶体管。开关晶体管的额定电流值和温度有关，为达到低成本、低功耗和高效率，折衷后选用 2A 的开关晶体管。 顺向二极管的选择 当开关晶体管关闭时，电流路径是流经连接于开关的输出点和地之间的二极管 (D1)。顺向偏压时，二极管必须有低顺向导通电压降和快速的恢复时间。二极管的反向电压绝对最大额定值则须大于最大输入峰值电压并加上裕量，而电流绝对最大额定值须大于电感的峰值电流。为求低功耗和较高效率，选用 600V/2A 的快速二极管。 输出电容的选择 为实现高功率因数和低输入电流总谐波失真率 (THDi)，电感电流会包含相当成分的低频纹波。输出电容会过滤开关的和低频纹波的电流以传输低纹波电压至 LED 灯串。有了输出纹波电压的大小与 LED 灯串的微分电阻即可决定流过 LED 的纹波电流。在此低成本的设计中，选用 220μF 的电容器，大约可过滤 330mApp 流过 LED 灯串的纹波电流。为了减少这种纹波，须要选用较大的输出电容。 4. 主要性能的量测 图六显示了输入和输出端的电压和电流的波形。 从交流输入波形可看出有高 PFC 和低 THDi，输出的 LED 平均输出电流则精确地落在 296mA 上。 图六 图七为开关工作波形。为要实现低 THDi，电感电流峰值最好是 LED 平均电流的四倍之高。从单一开关周期可看出在最小漏极–源极电压时，开关在边界导通模式 (BCM) 下切换的情形。 图七 下表列出了整个设计的主要性能参数。在电源电压范围内，它具有优异的 LED 电流稳定性，典型的效率 (efficiency) 为 86%，且有满足 IEC61000 C 类规格的低 THDi。 Vin ac Pin ac PF THD V-LED I-LED Pout Efficiency Ploss 195.5 9.59 0.96 11.6 27.69 0.299 8.279 86.3% 1.31 231.8 9.64 0.94 13.3 27.74 0.299 8.294 86.0% 1.35 264.2 9.68 0.90 17.7 27.68 0.300 8.304 85.8% 1.38 5. 材料清单 一个完整的 8W LED 驱动器的材料清单如下所示： Item Quantity Reference Part / Value Footprint Remark 1 1 F1 1A/250V --- Fuse 1A 2 1 LX1 4.7mH (DR0612) DR0612 EMI drum coil 3 1 L1 330μH (CKPK1012) DR1012 Buck drum coil 4 1 CX1 0.1μF/275Vac DIP X-capacitor 5 1 C1 0.1μF/450V DIP MPP Cap 6 1 C2 1μF/50V 1206 7 1 C3 0.1μF/50V 0603 8 1 C4 1nF/50V 0603 9 1 EC1 220μF/35V DIP Output E-cap 10 1 RX1 10K 1206 11 2 R1, R2 1M 1206 12 1 R3 6.8K 0603 13 1 R4 10R 0805 14 1 R5 100R 0603 15 1 R6 47k 0805 16 1 RS 1R // 4R7 1206 17 1 D1 SF28 DIP Fast 2A/600V 18 1 D2 FFM107 SOD-123L Fast 1A/1000V 19 1 Extra-D 1N4148 SOD-123 250mA/75V 20 1 DB TB6S --- 600V/1A diode bridge 21 1 Q1 STD2HNK60 TO-251 2A/600V MOSFET 22 1 IC1 RT8487GJ6 TSOT23-6 LED driver controller 6. 印刷电路板 (PCB) 的布局 可将 8W LED 驱动器的应用电路建构于一个很小的单面 PCB 上。因为是浮动式控制器的拓扑结构，IC 周围的零组件都要紧密排放且靠近 IC。布局时，应为高电压振幅提供足够的沿面距离和隔空间隙的裕量。 要注意的是，这里只是初步的布局。若要达到更优化的性能表现，还需要进一步微调：降压电感器相对于 EMI 线圈的方向需要作些修正，因目前 L1 的杂散磁场会耦合到 LX1，反而量测到较高的 EMI 读数。 图八 图九 7. 结论 使用 RT8487 能够设计出极具成本效益，同时具备良好性能，且满足现今市场对 LED 驱动器要求的 8W LED 驱动器。 来源：立锜官网