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    2020-4-29 11:05
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    标准三端线性稳压器的压差通常是 2.0-3.0V。要把 5V 可靠地转换为 3.3V,就不能使用它们。压差为几百个毫伏的低压降 (Low Dropout, LDO)稳压器,是此类应用的理想选择。图 1-1 是基本LDO 系统的框图,标注了相应的电流。从图中可以看出, LDO 由四个主要部分组成: 技巧一:使用LDO稳压器,从5V电源向3.3V系统供电 标准三端线性稳压器的压差通常是 2.0-3.0V。要把 5V 可靠地转换为 3.3V,就不能使用它们。压差为几百个毫伏的低压降 (Low Dropout, LDO)稳压器,是此类应用的理想选择。图 1-1 是基本LDO 系统的框图,标注了相应的电流。从图中可以看出, LDO 由四个主要部分组成: 1. 导通晶体管 2. 带隙参考源 3. 运算放大器 4. 反馈电阻分压器 在选择 LDO 时,重要的是要知道如何区分各种LDO。器件的静态电流、封装大小和型号是重要的器件参数。根据具体应用来确定各种参数,将会得到最优的设计。 IQ 时, LDO 的效率可用输出电压除以输入电压来近似地得到。然而,轻载时,必须将 IQ 计入效率计算中。具有较低 IQ 的 LDO 其轻载效率较高。轻载效率的提高对于 LDO 性能有负面影响。静态电流较高的 LDO 对于线路和负载的突然变化有更快的响应。 技巧二:采用齐纳二极管的低成本供电系统 这里详细说明了一个采用齐纳二极管的低成本稳压器方案。 可以用齐纳二极管和电阻做成简单的低成本 3.3V稳压器,如图 2-1 所示。在很多应用中,该电路可以替代 LDO 稳压器并具成本效益。但是,这种稳压器对负载敏感的程度要高于 LDO 稳压器。另外,它的能效较低,因为 R1 和 D1 始终有功耗。R1 限制流入D1 和 PICmicro® MCU的电流,从而使VDD 保持在允许范围内。由于流经齐纳二极管的电流变化时,二极管的反向电压也将发生改变,所以需要仔细考虑 R1 的值。 R1 的选择依据是:在最大负载时——通常是在PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——R1上的电压降要足够低从而使PICmicro MCU有足以维持工作所需的电压。同时,在最小负载时——通常是 PICmicro MCU 复位时——VDD 不超过齐纳二极管的额定功率,也不超过 PICmicro MCU的最大 VDD。 技巧三:采用3个整流二极管的更低成本供电系统 图 3-1 详细说明了一个采用 3 个整流二极管的更低成本稳压器方案。我们也可以把几个常规开关二极管串联起来,用其正向压降来降低进入的 PICmicro MCU 的电压。这甚至比齐纳二极管稳压器的成本还要低。这种设计的电流消耗通常要比使用齐纳二极管的电路低。 所需二极管的数量根据所选用二极管的正向电压而变化。二极管 D1-D3 的电压降是流经这些二极管的电流的函数。连接 R1 是为了避免在负载最小时——通常是 PICmicro MCU 处于复位或休眠状态时——PICmicro MCU VDD 引脚上的电压超过PICmicro MCU 的最大 VDD 值。根据其他连接至VDD 的电路,可以提高R1 的阻值,甚至也可能完全不需要 R1。二极管 D1-D3 的选择依据是:在最大负载时——通常是 PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——D1-D3 上的电压降要足够低从而能够满足 PICmicro MCU 的最低 VDD 要求。 技巧四:使用开关稳压器,从5V电源向3.3V系统供电 如图 4-1 所示,降压开关稳压器是一种基于电感的转换器,用来把输入电压源降低至幅值较低的输出电压。输出稳压是通过控制 MOSFET Q1 的导通(ON)时间来实现的。由于 MOSFET 要么处于低阻状态,要么处于高阻状态 (分别为 ON 和OFF),因此高输入源电压能够高效率地转换成较低的输出电压。 当 Q1 在这两种状态期间时,通过平衡电感的电压- 时间,可以建立输入和输出电压之间的关系。 对于 MOSFET Q1,有下式: 在选择电感的值时,使电感的最大峰 - 峰纹波电流等于最大负载电流的百分之十的电感值,是个很好的初始选择。 在选择输出电容值时,好的初值是:使 LC 滤波器特性阻抗等于负载电阻。这样在满载工作期间如果突然卸掉负载,电压过冲能处于可接受范围之内。 在选择二极管 D1 时,应选择额定电流足够大的元件,使之能够承受脉冲周期 (IL)放电期间的电感电流。 数字连接 在连接两个工作电压不同的器件时,必须要知道其各自的输出、输入阈值。知道阈值之后,可根据应用的其他需求选择器件的连接方法。表 4-1 是本文档所使用的输出、输入阈值。在设计连接时,请务必参考制造商的数据手册以获得实际的阈值电平。 技巧五:3.3V →5V直接连接 将 3.3V 输出连接到 5V 输入最简单、最理想的方法是直接连接。直接连接需要满足以下 2 点要求: • 3.3V输出的 VOH 大于 5V 输入的 VIH • 3.3V输出的 VOL 小于 5V 输入的 VIL 能够使用这种方法的例子之一是将 3.3V LVCMOS输出连接到 5V TTL 输入。从表 4-1 中所给出的值可以清楚地看到上述要求均满足。 3.3V LVCMOS 的 VOH (3.0V)大于 5V TTL 的VIH (2.0V)且3.3V LVCMOS 的 VOL (0.5V)小于 5V TTL 的VIL (0.8V)。 如果这两个要求得不到满足,连接两个部分时就需要额外的电路。可能的解决方案请参阅技巧 6、7、 8 和 13。 技巧六:3.3V→5V使用MOSFET转换器 如果 5V 输入的 VIH 比 3.3V CMOS 器件的 VOH 要高,则驱动任何这样的 5V 输入就需要额外的电路。图 6-1 所示为低成本的双元件解决方案。 在选择 R1 的阻值时,需要考虑两个参数,即:输入的开关速度和 R1 上的电流消耗。当把输入从 0切换到 1 时,需要计入因 R1 形成的 RC 时间常数而导致的输入上升时间、 5V 输入的输入容抗以及电路板上任何的杂散电容。输入开关速度可通过下式计算: 由于输入容抗和电路板上的杂散电容是固定的,提高输入开关速度的惟一途径是降低 R1 的阻值。而降低 R1 阻值以获取更短的开关时间,却是以增大5V 输入为低电平时的电流消耗为代价的。通常,切换到 0 要比切换到 1 的速度快得多,因为 N 沟道 MOSFET 的导通电阻要远小于 R1。另外,在选择 N 沟道 FET 时,所选 FET 的 VGS 应低于3.3V 输出的 VOH。 技巧七:3.3V→5V使用二极管补偿 表 7-1 列出了 5V CMOS 的输入电压阈值、 3.3VLVTTL 和 LVCMOS 的输出驱动电压。 从上表看出, 5V CMOS 输入的高、低输入电压阈值均比 3.3V 输出的阈值高约一伏。因此,即使来自 3.3V 系统的输出能够被补偿,留给噪声或元件容差的余地也很小或者没有。我们需要的是能够补偿输出并加大高低输出电压差的电路。输出电压规范确定后,就已经假定:高输出驱动的是输出和地之间的负载,而低输出驱动的是 3.3V和输出之间的负载。如果高电压阈值的负载实际上是在输出和 3.3V 之间的话,那么输出电压实际上要高得多,因为拉高输出的机制是负载电阻,而不是输出三极管。 如果我们设计一个二极管补偿电路 (见图 7-1),二极管 D1 的正向电压 (典型值 0.7V)将会使输出低电压上升,在 5V CMOS 输入得到 1.1V 至1.2V 的低电压。它安全地处于 5V CMOS 输入的低输入电压阈值之下。输出高电压由上拉电阻和连至3.3V 电源的二极管 D2 确定。这使得输出高电压大约比 3.3V 电源高 0.7V,也就是 4.0 到 4.1V,很安全地在 5V CMOS 输入阈值 (3.5V)之上。注:为了使电路工作正常,上拉电阻必须显著小于 5V CMOS 输入的输入电阻,从而避免由于输入端电阻分压器效应而导致的输出电压下降。上拉电阻还必须足够大,从而确保加载在 3.3V 输出上的电流在器件规范之内。 技巧八:3.3V→5V使用电压比较器 比较器的基本工作如下: • 反相 (-)输入电压大于同相 (+)输入电压时,比较器输出切换到 Vss。 • 同相 (+)输入端电压大于反相 (-)输入电压时,比较器输出为高电平。 为了保持 3.3V 输出的极性, 3.3V 输出必须连接到比较器的同相输入端。比较器的反相输入连接到由 R1 和 R2 确定的参考电压处,如图 8-1 所示。 计算 R1 和 R2 R1 和 R2 之比取决于输入信号的逻辑电平。对于3.3V 输出,反相电压应该置于VOL 与VOH之间的中点电压。对于 LVCMOS 输出,中点电压为: 如果 R1 和 R2 的逻辑电平关系如下, 若 R2 取值为 1K,则 R1 为 1.8K。 经过适当连接后的运算放大器可以用作比较器,以将 3.3V 输入信号转换为 5V 输出信号。这是利用了比较器的特性,即:根据 “反相”输入与 “同相”输入之间的压差幅值,比较器迫使输出为高(VDD)或低 (Vss)电平。注:要使运算放大器在 5V 供电下正常工作,输出必须具有轨到轨驱动能力。 技巧九:5V→3.3V直接连接 通常 5V 输出的 VOH 为 4.7 伏, VOL 为 0.4 伏;而通常 3.3V LVCMOS 输入的 VIH 为 0.7 x VDD, VIL为 0.2 x VDD。 当 5V 输出驱动为低时,不会有问题,因为 0.4 伏的输出小于 0.8 伏的输入阈值。当 5V 输出为高时, 4.7 伏的 VOH 大于 2.1 伏 VIH,所以,我们可以直接把两个引脚相连,不会有冲突,前提是3.3V CMOS 输出能够耐受 5 伏电压。 如果 3.3V CMOS 输入不能耐受 5 伏电压,则将出现问题,因为超出了输入的最大电压规范。可能的解决方案请参见技巧 10-13。 技巧十:5V→3.3V使用二极管钳位 很多厂商都使用钳位二极管来保护器件的 I/O 引脚,防止引脚上的电压超过最大允许电压规范。钳位二极管使引脚上的电压不会低于 Vss 超过一个二极管压降,也不会高于 VDD 超过一个二极管压降。要使用钳位二极管来保护输入,仍然要关注流经钳位二极管的电流。流经钳位二极管的电流应该始终比较小 (在微安数量级上)。如果流经钳位二极管的电流过大,就存在部件闭锁的危险。由于5V 输出的源电阻通常在 10Ω 左右,因此仍需串联一个电阻,限制流经钳位二极管的电流,如图 10-1所示。使用串联电阻的后果是降低了输入开关的速度,因为引脚 (CL)上构成了 RC 时间常数。 如果没有钳位二极管,可以在电流中添加一个外部二极管,如图 10-2 所示。 技巧十一:5V→3.3V有源钳位 使用二极管钳位有一个问题,即它将向 3.3V 电源注入电流。在具有高电流 5V 输出且轻载 3.3V 电源轨的设计中,这种电流注入可能会使 3.3V 电源电压超过 3.3V。为了避免这个问题,可以用一个三极管来替代,三极管使过量的输出驱动电流流向地,而不是 3.3V 电源。设计的电路如图 11-1 所示。 Q1的基极-发射极结所起的作用与二极管钳位电路中的二极管相同。区别在于,发射极电流只有百分之几流出基极进入 3.3V 轨,绝大部分电流都流向集电极,再从集电极无害地流入地。基极电流与集电极电流之比,由晶体管的电流增益决定,通常为10-400,取决于所使用的晶体管。 技巧十二:5V→3.3V电阻分压器 可以使用简单的电阻分压器将 5V 器件的输出降低到适用于 3.3V 器件输入的电平。这种接口的等效电路如图 12-1 所示。 通常,源电阻 RS 非常小 (小于 10Ω),如果选择的 R1 远大于 RS 的话,那么可以忽略 RS 对 R1 的影响。在接收端,负载电阻 RL 非常大 (大于500 kΩ),如果选择的R2远小于RL的话,那么可以忽略 RL 对 R2 的影响。 在功耗和瞬态时间之间存在取舍权衡。为了使接口电流的功耗需求最小,串联电阻 R1 和 R2 应尽可能大。但是,负载电容 (由杂散电容 CS 和 3.3V 器件的输入电容 CL 合成)可能会对输入信号的上升和下降时间产生不利影响。如果 R1 和 R2 过大,上升和下降时间可能会过长而无法接受。 如果忽略 RS 和 RL 的影响,则确定 R1 和 R2 的式子由下面的公式 12-1 给出。 公式 12-2 给出了确定上升和下降时间的公式。为便于电路分析,使用戴维宁等效计算来确定外加电压 VA 和串联电阻 R。戴维宁等效计算定义为开路电压除以短路电流。根据公式 12-2 所施加的限制,对于图 12-1 所示电路,确定的戴维宁等效电阻 R 应为 0.66*R1,戴维宁等效电压 VA 应为0.66*VS。 例如,假设有下列条件存在: • 杂散电容 = 30 pF • 负载电容 = 5 pF • 从 0.3V 至 3V 的最大上升时间 ≤ 1 μs • 外加源电压 Vs = 5V 确定最大电阻的计算如公式 12-3 所示。 技巧十三:3.3V→5V电平转换器 尽管电平转换可以分立地进行,但通常使用集成解决方案较受欢迎。电平转换器的使用范围比较广泛:有单向和双向配置、不同的电压转换和不同的速度,供用户选择最佳的解决方案。 器件之间的板级通讯 (例如, MCU 至外设)通过 SPI 或 I2C™ 来进行,这是最常见的。对于SPI,使用单向电平转换器比较合适;对于 I2C,就需要使用双向解决方案。下面的图 13-1 显示了这两种解决方案。 模拟 3.3V 至 5V 接口的最后一项挑战是如何转换模拟信号,使之跨越电源障碍。低电平信号可能不需要外部电路,但在 3.3V 与 5V 之间传送信号的系统则会受到电源变化的影响。例如,在 3.3V 系统中,ADC转换1V峰值的模拟信号,其分辨率要比5V系统中 ADC 转换的高,这是因为在 3.3V ADC 中,ADC 量程中更多的部分用于转换。但另一方面,3.3V 系统中相对较高的信号幅值,与系统较低的共模电压限制可能会发生冲突。 因此,为了补偿上述差异,可能需要某种接口电路。本节将讨论接口电路,以帮助缓和信号在不同电源之间转换的问题。 技巧十四:3.3V→5V模拟增益模块 从 3.3V 电源连接至 5V 时,需要提升模拟电压。33 kΩ 和 17 kΩ 电阻设定了运放的增益,从而在两端均使用满量程。11 kΩ 电阻限制了流回 3.3V 电路的电流。 技巧十五:3.3V→5V模拟补偿模块 该模块用于补偿 3.3V 转换到 5V 的模拟电压。下面是将 3.3V 电源供电的模拟电压转换为由 5V电源供电。右上方的 147 kΩ、 30.1 kΩ 电阻以及+5V 电源,等效于串联了 25 kΩ 电阻的 0.85V 电压源。这个等效的 25 kΩ 电阻、三个 25 kΩ 电阻以及运放构成了增益为 1 V/V 的差动放大器。0.85V等效电压源将出现在输入端的任何信号向上平移相同的幅度;以 3.3V/2 = 1.65V 为中心的信号将同时以 5.0V/2 = 2.50V 为中心。左上方的电阻限制了来自 5V 电路的电流。 技巧十六:5V→3.3V有源模拟衰减器 此技巧使用运算放大器衰减从 5V 至 3.3V 系统的信号幅值。 要将 5V 模拟信号转换为 3.3V 模拟信号,最简单的方法是使用 R1:R2 比值为 1.7:3.3 的电阻分压器。然而,这种方法存在一些问题。 1)衰减器可能会接至容性负载,构成不期望得到的低通滤波器。 2)衰减器电路可能需要从高阻抗源驱动低阻抗负载。 无论是哪种情形,都需要运算放大器用以缓冲信号。 所需的运放电路是单位增益跟随器 (见图 16-1)。 电路输出电压与加在输入的电压相同。 为了把 5V 信号转换为较低的 3V 信号,我们只要加上电阻衰减器即可。 如果电阻分压器位于单位增益跟随器之前,那么将为 3.3V 电路提供最低的阻抗。此外,运放可以从3.3V 供电,这将节省一些功耗。如果选择的 X 非常大的话, 5V 侧的功耗可以最大限度地减小。 如果衰减器位于单位增益跟随器之后,那么对 5V源而言就有最高的阻抗。运放必须从 5V 供电,3V 侧的阻抗将取决于 R1||R2 的值。 技巧十七:5V→3.3V模拟限幅器 在将 5V 信号传送给 3.3V 系统时,有时可以将衰减用作增益。如果期望的信号小于 5V,那么把信号直接送入 3.3V ADC 将产生较大的转换值。当信号接近 5V 时就会出现危险。 所以,需要控制电压越限的方法,同时不影响正常范围中的电压。这里将讨论三种实现方法。 1. 使用二极管,钳位过电压至 3.3V 供电系统。 2. 使用齐纳二极管,把电压钳位至任何期望的电压限。 3. 使用带二极管的运算放大器,进行精确钳位。进行过电压钳位的最简单的方法,与将 5V 数字信号连接至 3.3V 数字信号的简单方法完全相同。 使用电阻和二极管,使过量电流流入 3.3V 电源。选用的电阻值必须能够保护二极管和 3.3V 电源,同时还不会对模拟性能造成负面影响。如果 3.3V 电源的阻抗太低,那么这种类型的钳位可能致使3.3V 电源电压上升。即使 3.3V 电源有很好的低阻抗,当二极管导通时,以及在频率足够高的情况下,当二极管没有导通时 (由于有跨越二极管的寄生电容),此类钳位都将使输入信号向 3.3V 电源施加噪声。 为了防止输入信号对电源造成影响,或者为了使输入应对较大的瞬态电流时更为从容,对前述方法稍加变化,改用齐纳二极管。齐纳二极管的速度通常要比第一个电路中所使用的快速信号二极管慢。不过,齐纳钳位一般来说更为结实,钳位时不依赖于电源的特性参数。钳位的大小取决于流经二极管的电流。这由 R1 的值决定。如果 VIN 源的输出阻抗足够大的话,也可不需要 R1。 如果需要不依赖于电源的更为精确的过电压钳位,可以使用运放来得到精密二极管。电路如图 17-3所示。运放补偿了二极管的正向压降,使得电压正好被钳位在运放的同相输入端电源电压上。如果运放是轨到轨的话,可以用 3.3V 供电。由于钳位是通过运放来进行的,不会影响到电源。运放不能改善低电压电路中出现的阻抗,阻抗仍为R1 加上源电路阻抗。 技巧十八:驱动双极型晶体管 在驱动双极型晶体管时,基极 “驱动”电流和正向电流增益 (Β/hFE)将决定晶体管将吸纳多少电流。如果晶体管被单片机 I/O 端口驱动,使用端口电压和端口电流上限 (典型值 20 mA)来计算基极驱动电流。如果使用的是 3.3V 技术,应改用阻值较小的基极电流限流电阻,以确保有足够的基极驱动电流使晶体管饱和。 RBASE的值取决于单片机电源电压。公式18-1 说明了如何计算 RBASE。 如果将双极型晶体管用作开关,开启或关闭由单片机 I/O 端口引脚控制的负载,应使用最小的 hFE规范和裕度,以确保器件完全饱和。 3V 技术示例: 对于这两个示例,提高基极电流留出裕度是不错的做法。将 1 mA 的基极电流驱动至 2 mA 能确保饱和,但代价是提高了输入功耗。 技巧十九:驱动N沟道MOSFET晶体管 在选择与 3.3V 单片机配合使用的外部 N 沟道MOSFET 时,一定要小心。MOSFET 栅极阈值电压表明了器件完全饱和的能力。对于 3.3V 应用,所选 MOSFET 的额定导通电阻应针对 3V 或更小的栅极驱动电压。例如,对于具有 3.3V 驱动的100 mA负载,额定漏极电流为250 μA的FET在栅极 - 源极施加 1V 电压时,不一定能提供满意的结果。在从 5V 转换到 3V 技术时,应仔细检查栅极- 源极阈值和导通电阻特性参数,如图 19-1 所示。稍微减少栅极驱动电压,可以显著减小漏电流。 对于 MOSFET,低阈值器件较为常见,其漏-源电压额定值低于 30V。漏-源额定电压大于 30V的 MOSFET,通常具有更高的阈值电压 (VT)。 ​ 如表 19-1 所示,此 30V N 沟道 MOSFET 开关的阈值电压是 0.6V。栅极施加 2.8V 的电压时,此MOSFET 的额定电阻是 35 mΩ,因此,它非常适用于 3.3V 应用。 对于 IRF7201 数据手册中的规范,栅极阈值电压最小值规定为 1.0V。这并不意味着器件可以用来在1.0V 栅 - 源电压时开关电流,因为对于低于 4.5V 的VGS (th),没有说明规范。对于需要低开关电阻的 3.3V 驱动的应用,不建议使用 IRF7201,但它可以用于 5V 驱动应用。 - END - 关于造物工场 造物工场立足金百泽超过20年柔性电子制造服务优势,聚焦产品方案和电子工程的设计服务,提供从创意到制造、PCB/PCBA/BOM/元器件等一站式硬件服务。
  • 热度 2
    2018-2-26 15:41
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    立创EDA开源工程ADC-CS1237模块 电路设计分享
    这次要演示的开源工程是由技新电子提供的关于24位差分ADC模块。根据说明, PCB设计软件使用的是立创EDA,元件提供商由立创商城提供,电路板制造商是深圳嘉立创。 模块说明: 1、本模块采用CS1237作为转换芯片,用于把微小的电压信号转换为具有24位精度的数字信号。 2、模块信号输入端可以接受差分信号,内部具有可编程运算放大器用于放大输入端的弱小信号。 3、模块内置温度传感器,可粗略估计周围温度。 应用场景: 模块可用于多种工业过程控制场合,比如电子秤,血液计,智能变换器等。(技小新用这个模块制作的锂电池供电的电子秤精度达到了1克而且稳定显示,称出了一张人民币的分量。) 原理图设计: 模块接口引脚功能表: 模块电路的设计主要参考官方的数据手册推荐电路,芯片的外围电路特别简单,需要注意在VCC和GND之间要并联两个电容C4和C5,电阻R3和电容C2构成了一个RC滤波器作用在模拟输入的负通道,电阻R4和电容C6构成了另一个RC滤波器作用在模拟输入的正通道,目的是过滤信号上夹杂的杂波。 模块的输入注意事项: BOM表: 如果你正好需要这个模块,其在立创商城的价格为11-15元区间,商品名称:CS1237-24位差分ADC模块。 如需要相同元件,可输入“器件编号“搜索。 如需要这个封装做产品,在立创EDA特有的在线元件库可以直接搜索到使用,同时工程广场有整个开源工程,工程名称:24BitADC_CS1237_JX,工程地址:https://lceda.cn/editor#id=fff71f61e4b3476d9a64b622a0b426ba|0a1b8d6f07bc4d088555f0111caeaa82
  • 2018-2-7 15:09
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    给大家推荐一款终身免费的pcb工具立创EDA
    中国是电路板( PCB )最大生产国家,也具有最多的电子工程师与程序员,但长期以来却没有一款真正意义上的国产电路板图设计软件,许多电子工程师不得不使用国外付费软件甚至盗版软件。 pcb 最大的生产国家,为什么我们会没有一款属于自己的,中文的,符合咋们国情的 EDA 工具? 版权意识越来越严重,接律师函的例子到处都是,现在连听一首歌都需要去对应的版权方音乐 app 听,打开微博,到处都是小说和电视剧的抄袭撕 X 大战,方正和汉仪字体,也追责了多少淘宝美工? Photoshop 不断加强破解防护盾,推出云端桌面, 2017 被破解, 2018 又升级了。苹果手机系统在 10.3 版本后已经无法越狱,至今,大家都翘首以盼,等待破解大神的降临,可现在都 11.3 了 ... ... 大家都应该感触颇深。 2017 年,国内的版权意识有了大跃进。那么以后呢? 国产奇迹: ( https://lceda.cn/ )一个用心为中国人定制的电路板开发平台 令人惊讶和欣慰的是,我们确实有这么一家团队在做,中文的,符合国情的,立创 EDA , easyeda 的国内版本。 立创 eda是一款高效的在线电子设计工具,并且 永久免费 !他能够 在线原理图绘制, PCB设计,电路仿真,元器件购买,打样等,支持多格式文件直接导入 ( Eagle, Altium Designer, Kicad, LTspice设计文件和库文件)。 【原理图绘制】 左边点击直接吸附在鼠标上,在工作区放置。需要的参数也全部一目了然,软件上手比较简单。 说一说他的工程共享,我这张图就是直接从资源中心 -原理图模块找一个打开的,可继续编辑。主要的作用就是节省时间。 【工程广场 - 开源工程】 内容有很多,大佬们也许不在意,但是对于有工作的人或者初级工程师,应该还是有点用处的。 【 pcb设计】 更有趣的一点是他的元件库 /封装,在线 搜索 之后点 放置 即可! 还提供元件的市场价格!让信息更明确。 支持多层板,数千焊盘,依然能快速运行,布线流畅自如,支持自动布线。 【电路仿真】 集成了大量的 仿真模型 ,现场调试前的仿真能节约你的时间与研发经费。 【协同开发】 在立创 EDA,支持建立团队,在 团队模式 下,邀请伙伴写作开发。 【共建封装库】 已创建 50多万种 实时更新的元件,你也可以导入自己常用封装库 【开源电路】 集万名电子工程师智慧共同开发的常用电路 开源模块 , 模块复用 ,我相信这是大部分电子工程师的福音,这将节省多少人的多少时间? 【分享作品】 在立创 EDA,不论是原理图还是pcb设计,都可以一键分享给你的小伙伴,一起讨论,工程路上不再孤单前行。 【技术支持】 立创 EDA提供 实时 的 技术支持 , 任何问题 都可以在交流群及时 获得回复 (工作时段)。 交流群: 229233498 建议大家务必加一下这个群,平时可以设置 “不接收”,以免在设计中遇到问题可以及时获得解答, 包括行业 /技术问题 ,也能获得同行的回复。 同时任何好的建议都可以提出需求,产品经理也会搜集你的建议。立创 EDA将是未来最最最符合中国用户 真正 习惯的 EDA软件。 软件来服务你,而不是像现在一样,你为了软件去改变自己的习惯。 云端工具的优势 有人说,网页会不会卡?立创 eda的上万名工程师告诉你,不会,就算没网,也能工作。立创EDA团队,就是海外版本的easyeda团队,easyeda的用户已经铺盖海外一百六十个国家,轻便易用的小工具,受到大多数外国朋友青睐,去繁从简的时代早就来了。 【随时随地开始你的工作】 真的是随时随地随设备开始你的工作,不需要 U盘拷贝,不需要网络传输,只需打开网站,登录你的账号,即可“继续”工作。非常方便。 【多重措施 保证安全】 立创 EDA采用多重措施,保障工程文件安全,遍布全球服务器确保多重备份,确保万无一失。保存至云服务的工程,经过复杂算法加密,私密文件只有你才能打开。如果还不放心,可以把文件保存至本地电脑。 未来的立创 EDA,也将有客户端 ,但目前只希望做好在线版本。 立创 EDA 的团队表示工具终身免费提供,无版权问题,同时保持着 高速更新模式 ,有关注的朋友相比知道,立创 EDA 的问题反馈之迅速,以及更新版本的迅速,比起每一次更新需要下载一个版本的客户端来说,网页似乎是太过方便。不过立创 EDA 也表示,客户端版本也在研发中,毕竟,目前国内的用户习惯还是以客户端为主。 有人肯定要问了,终身免费,如何赚钱呢?不赚钱如何维护下去呢? 立创 EDA 的运营模式是集合了原件商城和 pcb 纸板的服务为一体,能够让你一键采购所需元件和下单 PCB 纸板服务,并且费用也是比市面上要低得多,如果你热爱这款工具,不妨可以试试在上面下单,也算是一种支持。 良心的团队早就良心的工具,为制作一款中国人自己的电路板开发平台,立创 EDA 倾尽一切,因为热爱电子行业,我们相聚一起。 希望大家能了解这款 EDA 工具,帮助并支持它的成长,也将是方便和服务我们自己。团队诚心为广大中国电子工程师服务。 感兴趣的话可以去看看。哈哈 ! 立创 EDA : https://lceda.cn/ 免费免费免费说三遍,推荐给大家。
  • 热度 4
    2015-6-1 16:27
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    一、基本元件 1,电阻。 1)基本概念 我们都知道, I = U/R这个公式, 也知道P = UI. 电阻是一种非储能元件, 它直接将电能转换成热能, 因此, 如果电阻上消耗的功率过大, 会导致其过热而烧毁. 2)基本参数 阻值,精度,功率. 使用时我们应该注意以下一些问题: 在数字电路中, 大部分对电阻的阻值要求不是很高(如大量使用的上拉和下拉电阻), 因此应该尽可能减少电阻的阻值的种类, 以方便采购和生产. 只有在对精度要求特别高的场合, 如电源及运放的反馈电阻, 我们才选用高精度电阻(一般1%), 大部分场合我们选用5%精度的电阻就可以了. 在流过比较大的电流的电路中, 我们应该好好计算一下电阻消耗的功率, 否则如果实际消耗的功率大于其额定功率会烧毁电阻。 2,电容 1)基本概念 我们应该知道几个基本的公式: 2)特性参数 容值,精度,耐压值,泄漏电流,频率特性. 在使用的时候, 我们应该要注意以下一些问题: 耐压值:施加在电容上的电压如果高于其额定的所能承受的电压, 将会导致电容击穿烧毁, 因此, 无论如何高于实际工作电压1.5倍以上的电容耐压值,此电容可选,否则电压一旦超过耐压值,电容就容易被烧坏。 泄漏电流:泄漏电流是指在没有故障施加电压的情况下,电气中带相互绝缘的金属零件之间,或带电零件与接地零件之间,通过其周围介质或绝缘表面所形成的电流称为泄漏电流。极性电容中又分为正向泄漏电流和反向泄漏电流,反向泄漏电流很大,当在极性电容两端接上反向电压时,由于反向泄露电流很大,P=U·I,电容则会被烧毁,这也就是极性电容一定不能接反的原因。 频率特性:实际电路中,电容等价于电容与电阻并联再和电感串联。其在高频时呈感性,低频时呈容性。高频滤波用电容量小的独石电容,低频滤波时用电容量大的电解电容。 3,电感 1)基本概念 电感是闭合回路的一种属性。当线圈通过电流后,在线圈中形成磁场感应,感应磁场又会产生感应电流来抵制通过线圈中的电流。这种电流与线圈的相互作用关系称为电的感抗,也就是电感,单位是“亨利(H)” 2)特性参数 包括电感量,精度,饱和电流,工作频率,工作电流电感量,如图,电感为一根铁氧体磁芯和缠绕在其外部的铜导线组成,当没有磁芯时,电感量很小。 工作电流:在实际电路中,电感等效于自身串联一个电阻,电流通过会产生涡流形成热量,电感太小,通过的电流就较大,W=1/2·L·i²,会导致过热烧毁电感。 4,二极管 1)基本概念 二极管又称晶体二极管,简称二极管。它是一种具有单向传导电流的电子器件。 2)特性参数 包括工作电流,正向导通电压,反向电压,正向导通时间,反向恢复时间 正向导通电压:外加正向电压时,在正向特性的起始部分,正向电压很小,不足以克服PN结内电场的阻挡作用,正向电流几乎为零,这一段称为死区。这个不能使二极管导通的正向电压称为死区电压。当正向电压大于死区电压以后,PN结内电场被克服,二极管正向导通,电流随电压增大而迅速上升。在正常使用的电流范围内,导通时二极管的端电压几乎维持不变,这个电压称为二极管的正向导通电压。 反向电压:外加反向电压不超过一定范围时,通过二极管的电流是少数载流子漂移运动所形成反向电流。由于反向电流很小,二极管处于截止状态。如果反向电压过大,二极管就会被击穿。 正向导通时间和反向恢复时间:在实际数字电路中,二极管的正向导通与反向回复都是需要一定的时间才能完成,为了提高电路系统稳定性,我们要尽可能缩短导通与恢复时间,一般会用到肖特基二极管,俗称快速二极管。 5,三极管 1)基本概念 半导体三极管又称“晶体三极管”或“晶体管”。是能起放大、振荡或开关等作用的半导体电子器件。 2)特性参数 包括功耗,频率特性 频率特性:三极管有三种工作区间,截止区,放大区和饱和区。放大状态亦称为线性工作状态,Ic=ß·Ib,用在模拟电路中。截止和饱和状态也称为开关状态,应用于数字电路中。 6,电源 实际电路中,电源存在内阻,相当于串联一个电阻,此时输出电压就会有所下降,对电路中的干扰不可忽略。 7,导线 实际电路中,导线有一定的内阻,R=ρ·L/S,相当与电感与电阻串联,由于电感自身存在涡流效应,所以在电路、尤其在高频电路中,设计人员应当将导线设计尽量短,尽量粗。 二,电路 1,三极管在电路中应用 由金属导线和电气以及电子部件组成的导电回路,称其为电路。 在三极管电路中,有三种工作状态,即截止状态。放大状态和饱和状态。在模拟电路中常用到线性放大状态,例如运算放大器;在数字电路中常用到开关状态,即截止状态和饱和状态。如下图, 2,数字地与模拟地分开 在高要求电路中,数字地与模拟地必需分开。即使是对于A/D、D/A转换器同一芯片上两种“地”最好也要分开,仅在系统一点上把两种“地”连接起来。 3,LDO(低压差分稳压器) 开关性稳压电源的效率很高,但输出纹波电压较高,噪声较大,电压调整率等性能也较差,特别是对模拟电路供电时,将产生较大的影响。在开关性稳压器输出端接入低压差线性稳压器,如图所示,就可以实现有源滤波,而且也可大大提高输出电压的稳压精度,同时电源系统的效率也不会明显降低。 4,PWM(脉冲宽度调制) 简称脉宽调制(PWM),是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术。 脉冲宽度调制是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法。通过高分辨率计数器的使用,方波的占空比被调制用来对一个具体模拟信号的电平进行编码。PWM信号仍然是数字的,因为在给定的任何时刻,满幅值的直流供电要么完全有(ON),要么完全无(OFF)。电压或电流源是以一种通(ON)或断(OFF)的重复脉冲序列被加到模拟负载上去的。通的时候即是直流供电被加到负载上的时候,断的时候即是供电被断开的时候。只要带宽足够,任何模拟值都可以使用PWM进行编码。 根据公式Ui-Uo=L·ΔI/Ton和公式-Uo=L·ΔI/Toff得知输出电压Uo Uo=Ui·Ton/Toff。 5,滤波电容 在输入电源上,数字电路干扰是一个一个小尖峰,不能用大电容滤波,只能用小电容;滤波电容一大一小(小电容滤除高频干扰,大电容滤除低频干扰)一定要放在根部,不要放太远,也不要放在电路板背面。 三,结语 实际上,在模拟电路和数字电路中除了上述干扰现象,还有一些干扰是依然存在的,例如电源线电流变化产生的感应压降、电路导线之间的相互干扰等。反映在数字信号处理系统中,其危害最大的是高频脉冲噪声,这些都需要我们在平时的电路设计中加以考虑。希望我门通过上述探讨,为后续电路系统设计及相关方面的工作打下基础。
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    2015-6-1 15:13
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    1.放大器的正反馈与负反馈。 在电路设计中,不小心把负反馈画成正反馈了,如果从原理公式推导来看,结果应是一样的,可是测量过程会发现,正反馈的输出端总是在11~12V之间,(放大器的供电电压为+-12V),这是因为正反馈的输入输出端是个一直跟随增大的关系,直到增大到所能输出的最大值(即供电电压值)。 于电子工程师来说,放大器是很常用的一个器件,上层差分放大器一点点电压的微动都会引起末级放大电路的大变化,最后级的功率管功率增大。 由于放大器具备了这个功能,就要引入负反馈来使放大器平稳的工作,也就是说要把输出引入到输入让输入知道后级的状态,而且后级一般是要告诉最前级需要向反方向调节。这样就构成了一个负反馈的闭环控制系统。这样的系统是一个稳定的系统。 而放大器的正反馈一般用来做振荡器,配合负反馈一起用的,如果正反馈过大,再在强电压下和大负载下,放大器就会烧毁。 2.放大电路必须是个完整回路,否则输出可能是供电电压值。 3.如果输出电压纹波较大时,即使换了较大的滤波电容依然不见好转,那么试试去掉这个滤波电容。 4.测量放大电路输出时,去掉不必要的负载,或者输出与其他负载间加上小电阻。 5.电源模块选择。我的需求:需要电压3.3V,+5V,-5V,电源要求:锂电池。负载电流:正电源大于500mA,负电源大于200mA,工作时间:保证设备存放一个月后,仍然能够工作5~10分钟。据此找到合适的电池(另外要满足国军标要求,比如温度,抗震性,抗冲击性等)。 市场上每节锂电池电压范围大概3.7~4.2V,根据我们空间和电池容量要求,最后选择三节电池串联,然后用降压模块生成所需电压:+5,和-5. 首先,对于稳压模块,电池厂家愿意提供(毕竟赚钱多点嘛),我个人也咨询了一些稳压模块厂家,国外的vicor是著名电源管理方面的商家,但是只是做大功率电源。另外有发过的GAIA,最小功率4W,这些厂家的电源模块都比较贵,最少也要1000左右。国内有金升阳,有小功率的,价格便宜些。但是,考虑到我们这个小功率,这个电压完全可以自己做到。最后选择TI的几个DC-DC芯片,输入为12V,输出为+5V,满足要求的有:TPS62133/143/153/163/173,TPS62112,LM2593hv等。TI没有找到由正电压转负电压的,从凌特找了几个,满足要求的有:LT3580,LT8045,LT1931等,另外LT1983简单易用,但是输出电流最大只有100mA,当温度升高时,电流会下降,可能不够用了。 6.关于芯片功耗。一般会满足功率守恒。比如负载在3.3V时需要的电流为300mA,那么在5V时的电流需求为3.3V*300mA/5V。具体要看芯片的DAtasheet,负载电流包括负载的输入电流,和输出电流,输出取决于其负载。不过,电压越大,越耗电,所以根据电量要求,我们将12V降为正负5伏,而不是用正负12V。 7.关于闭环控制系统。一般来说,在合理的结构和适当的系统参数下,一个系统的暂态过程多属于衰减震荡过程,即被控量变化很快并产生超调,经过几个震荡后,打到新的稳定工作状态。为了满足生产工艺要求,往往要求系统的暂态过程不仅是稳定的,并且进行的越快越好,振荡程度越小越好。前者是振荡过程的稳定性问题,后者是暂态过程的性能问题。这些都是设计闭环控制系统时必须研究的问题。 8.什么是建立时间(settling time)。建立时间(settling time)就是对于一个振荡的信号稳定到指定的最终值所需要的时间。在运放闭环电压增益为1,规定负载并阶跃大信号条件下,运放输出电压达某一特定值范围所需的时间定义为settling time
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