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  • 热度 1
    2024-3-1 12:00
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    从极零相消得到的一些思考
    这几天上头给出一个参考电路,并对比项目中电路进行了几轮来回讨论。数字工程师介入模拟电路的讨论、设计,而且投入实际应用,可能遇到很多挫折、打击,回头看看,对技术的理解,对系统架构的认识逐渐清晰。这是个什么电路呢,如下图所示: 也不知上头是从那篇文章中找来的电路,扔给我们的意思是让我们对照当前项目中电路看看是否什么可以借鉴汲取的地方!经过讨论,提出上图主要有2点值得我们注意: 1)、最近一直在讨论使用的极零相消 2)、放大器+AC耦合思想 上述电路两个放大器输出均跟有AC耦合电容,领导说为何他印象中看到的几乎所有的放大器后面都使用了AC耦合电容(请注意:领导非电子专业,如果说我们是模拟电子半专业,那他根本就是门外汉,但是就是这个“门外汉”往往提出各种想法,让我们项目组具体实现。)。讨论的时候,我们也不好提出并非所有放大器后面都放了AC耦合电容(或者其它啥叫法的电容)。这是一点,所以清查我们的电路所有放大器,是否需要都在放大器后面加上一个电容,用来隔直也好,用来AC耦合也好,用来实现高通或低通滤波也好。 上述电路的极零相消由C9,C10和R16实现。和传统的PZC电路差别是在电阻路径上引入了一个稍微大一点电容,即C9。比如下图所示,就是滨松给出的PZC实例图。 这个PZC电路是我们通常见到了电路,电阻路径引入电容,其实主要目的就是起到隔离直流作用。我们需要思考的是,这个电容是否会对原始PZC电路造成影响?由于引入的电容较大,而PZC原始电路中的电容一般都较小,影响可以忽略不计。那为何不将电容搁置在PZC的前面呢?如果直接搁置在整个PZC电路前面,虽然起到了隔离DC的作用,但是隔直电容会与PZC中的电容串联如此影响到PZC的功能。 从此次讨论引申一点到由放大器实现的加法器电路,加法器的输入由前级放大器驱动,经过测量前级放大器输出基线在0V附近,DC水平在经过传统PZC后围绕在0~1mV左右。前级放大器和加法器放大器型号相同,器件手册给出的DC offset指标也与实际测试相符。此时,讨论中上头提出尽管加法器输入DC水平在亚毫伏级别,但是多支路信号的基线经过不同放大器之后并不一致,所以在加法器上即为非同电位相加,多路信号融合(merger)后输出信号的前沿与同电位融合必然不同。这个”不同“在通用应用中也许不会care,但是在我们的系统中,却是非常重要的。似乎、好像很有道理,值得思考。
  • 热度 6
    2023-9-28 09:12
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    作为一名硬件工程师,经常需要使用带有灯光的放大镜来查看器件丝印,以前都是通过拆借他人的临时使用,最近终于购入了一个带有10个灯珠的60倍放大镜,最近拆解活动中也频繁使用到了,真的是帮了大忙,决定深入了解这种设备的内部结构。 初步了解一下功能,内部应该是一个锂电池供电,使用type-c接口充电,一个触摸按键,4个指示灯。 工作原理其实是很简单的, 通过LED灯珠发出的光线照亮被观察的物体,然后通过放大镜将物体放大,以便更清晰地查看器件丝印。当按下电源开关时,LED灯珠亮起并发出光线且三挡可调,LED灯珠和放大镜组件之间的光线通过透镜组件进行聚焦和放大,最终形成清晰的图像。 接下来我们就拆解看看这些功能都是如何实现的? 表面没有明显的固定结构,那么突破口在哪里呢?观察到全面有一个灰色的盖板,螺纹孔就有可能隐藏在里面。然而事与愿违,里面并没有规定上下壳的结构,这个盖板通过开口方式固定在上壳上仅仅是为了装饰,仅此而已: 不过这也表明可以大力出奇迹了,通过拆壳设备很轻松就打开了,不过上端凸镜部分却纹丝不动,通过透明外壳的观察可以隐约的看到4个螺钉的存在: 这个半透明的导光外壳通过过盈+卡扣的方式固定,相当的稳固难拆。 打开后就可以看到均匀分布的10颗LED灯珠了: 取下这四个螺钉,就可以轻松打开上下壳了,这里使用螺钉固定主要也是考虑透镜的稳固性要求,10颗LED灯珠采用串联方式连接在一起。 全家桶如下: 可以看出供电电池使用的是650mAh的锂电池,这个电池的成本大约10元左右。 相关结构之间都有限位,避免安装对不上; 电量显示LED的导光采用了两层结构,下层为不透明的导光孔,避免灯光的串扰,在通过上层导光柱进行显示。 看一看板卡上的功能: 三极管直连电池,通过基极的电压的不同控制整体的流经LED的电流;触摸芯片为TP223是一款非常经典的触摸芯片,具有 宽工作电压特性。 触摸信号的采集通过弹簧连接件进行了扩展,对于电池电量的展示时通过4个高亮的LED进行的表示,四个LED都是使用IO口直接驱动的,充电芯片类似 LTH7R。 带有灯光的放大镜设备是硬件工程师在日常工作中经常使用的工具之一,通过拆解和了解其工作原理,我们可以更好地理解和掌握其使用方法,提高工作效率和质量。同时,通过了解其内部结构和电子元件的作用,我们也可以更好地预防和解决可能遇到的问题和故障。LED灯珠串联可以让亮度更均匀,不过在遇到个别损害的时候就都不亮;触摸按键有其便利性,但是也增加了误触的防线。最终的产品考量也都是综合各方面需求决定的,其实放大的功能依然是通过凸镜实现的,不过光照给予了清晰的外衣,通过增加LED灯珠数量或者采用这种对称均匀分布的方式可以使光线更加均匀集中。
  • 热度 7
    2023-6-1 10:11
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    模拟信号采样与AD转换原理
    Nyquist 采样定理 尽管大家都知道,但还是提一提大牛奥本海姆的《信号与系统》,来捋一捋几个点: 带宽有限 (band-limited) 采样频率大于 2 倍信号最高频率后可以无失真的恢复出原始信号。 实际中,信号往往是无线带宽的,如何保证带宽有限 ? 所以,我们在模拟信号输入端要加一个低通滤波器,使信号变成带宽有限,再使用 2.5~3 倍的最高信号频率进行采样。关于此我们下面将模拟数字转换过程将会看到。 虽说是不能小于等于 2 倍,但选 2 倍是不是很好呢,理论上,选择的采样频率越高,越能无失真的恢复原信号,但采样频率越高,对后端数字系统的处理速度和存储要求也就越高,因此要选择一个折中的值。 如果后端数字信号处理中的窗口选择过窄,采样率太高,在一个窗口内很难容纳甚至信号的一个周期,这从某方面使得信号无法辨识。 比如,数字信号处 理的窗口大小为 1024 个点,采样率为 50KHz ,则窗口最多容纳 1024*(1/50KHz)=20.48ms 的信号长度,若信号的一个周期为 20.48ms ,这就使得数字信号的处理窗口没法容纳一个周期信号,解决的办法就是在满足要求的前提下使用减小采样率或增加窗口长度。 AD 转换 记得有一次参加中科院计算所的实习笔试,里面就有这么一道题:模拟信号转换到数字信号要经历哪两个步骤?还好,早有准备,立刻填上了采样和量化,从滤波到实际值转换,多少人懂了。我们下面就来详细分析下这两个过程,但在分析之前,我们先给出一张整个过程的流图,您可以先想想为什么需要各模块。 程控放大器 我们实际中的模拟信号都是通过传感器采集进来的,做过单片机的人应该熟知 DS18B20 温度传感器,不好意思,那是数字传感器,也就是说人家做传感器的时候把 AD 转换也放到传感器里面了。 但这并不是普遍的情况,因为温度量是模拟信号中最容易测量的量了,而大多数的传感器并没有集成 AD 转换过 程,如大多数的加速度传感器、震动传感器、声音传感器、电子罗盘,甚至有的 GPS( 别懵了, GPS 也算是一种传感器哦 ) 等,都是模拟输出的。 而且由于物理 制作的原因,传感器返回的电信号非常微小,一般在几 mV( 如果是电流,也一般在几 mA) ,这么微弱的信号,如果经过导线或电缆传输很容易就湮灭在噪声中。因此,我们常常见到模拟传感器的输出线都会使用套上一层塑胶的线,叫屏蔽线,如下图。 屏蔽线只能保证在信号传输到系统之前受到的干扰最小,但信号仍要经过处理才能为数字系统使用。在模拟信号 ( 尤其是高频信号 ) 的输入端首先要使用 低噪声放大器对信号进行放大,这个放大器有特殊的要求,一定是低噪声,我们已经知道,模拟信号信号已经非常微弱。 如果放大器还存在一定的噪声,在噪声叠加 之后放大出来的信号可能已经不再是原信号了。既然说到低噪声,那么低噪声是如何衡量的呢 ? 这可以通过放大器噪声系数 (NF) 来定。 噪声系数定义为放大器输入信号与输出信号的信噪比。其物理含义是:信号通过放大器之后,由于放大器产生噪声,使信噪比变坏 ; 信噪比下降的倍数就是噪声系数。噪声系数通常用 dB 表示。 实际中除了考虑低噪声系数外,还要考虑放大器的带宽和频率范围以及最重要的放大增益。由于输入信号的强度可能时变,采用程序可控 ( 程控 ) 的放大增益保证信号能达到满度而又不会出现饱和,实际中要做到这一点还是很难的。 低通滤波器 在 Nyquist 采样定理中已经提过,要满足采样定理必须要求信号带宽有限,使用大于 2 倍的最高信号频率采样才能保证信号的不混叠。低通滤波器的一个考虑就是使信号带宽有限,以便于后期的信号采样,这个低通滤波器是 硬 件 实现的。 另一方面,实际情况中我们也只会对某个频频段的信号感兴趣,低通滤波器的另一个考虑就是滤波得到感兴趣的信号。比如,测量汽车声音信号,其频率大部分在 5KHz 以下,我们则可以设置低通滤波器的截止频率在 7KHz 左右。 程控的实现方法就是使用模拟通道选择芯片,如 74VHC4051 等。 NOTES: 在采样之前的所有电路实现方案叫信号调理电路。这样,我们就可以根据这个词到处搜索文献了。 采样及采样保持 采样貌似有一套完整的理论,就是《数字信号处理》书中的一堆公式推导,我们这里当然不会那么去说。其实采样最核心的问题就是采样率选择的问题。 根据实际,选择频率分辨率 df 选择做 DFT 的点数 N ,因为 DFT 时域点数和变换后频域点数相同,则采样率可确定, Fs=N*df Fs 是否满足 Nyquist 的采样定理 ? 是, OK ,否则增加点数 N ,重新计算 2 。 我们希望 df 越小越好,但实际上, df 越小, N 越大,计算量和存储量随之增大。一般取 N 为为 2 的整数次幂,不足则在尾端补 0 。 这里给出我的一个选择 Fs 的方案流程图,仅供参考。 采样后还有一个重要的操作是采样保持 (S/H) 操作,采样脉冲采样后无法立刻量化,这个过程要等待很短的一个时间,硬件上一般 0. 几个 us ,等待量化器的量化。 注意,在量化之前,所有的信号都是模拟信号,模拟信号就有很多干扰的问题需要考虑,这里只是从总体上给出我对整个过程的理解。更多细化的方案还需要根据实际信号进行研究。 量化 我们可以先直观的看一下量化的过程: 量化有个关键的参数,叫量化位数,在所有的 AD 转换芯片 ( 如 AD7606) 上都能看到这个关键的参数,常见的有 8bit , 10bit , 12bits , 16bit 和 24bit 。 如上图,以 AD7606 为例, AD7606 是 16bit 的 AD 芯片,量化位数指用 16bit 来表示连续信号的幅值。因此,考虑 AD 的测量范围 (AD7606 有两种:± 5V 和± 10V), 则 AD 分辨率是: ± 5V: (5V-(-5V)) / (2^16) = 152 uV ± 10V: (10V-(-10V)) / (2^16) = 305 uV 量化位数越高, AD 分辨率越高,习惯上, AD 分辨率用常用 LSB 标示。 因此, AD7606 中对于某个输入模拟电压值,因为存在正负电压,若以 0V 为中间电压值,范围为± 5V 时 AD 转换电压可计算为: AD7606 若使用内部参考电压, Vref=2.5V 。哦对了,这又出现个参考电压。参考电压与 AD 量化的实现方式有关,从速度上分串行和并行,串行包括逐次逼近型,并行方式包括并行比较式,如下图 ( 左:串行,右:并行 ) 。 AD7606 是使用逐次逼近型的方式。 AD 转换芯片另外两个重要参数是转换时间 ( 转换速率 ) 。并行 AD 的转换速率比串行的要高。但并行比较的方式中电阻的精度对量化有影响。 接着,我们还将介绍一个重要的概念:量化噪声。量化噪声对应量化信噪比,其公式如下是 SNRq= (6.02N + 4.77) dB 。 其中 N 为量化位数对于 N=12, SNRq ≈ 70dB ,而 N=16, SNRq ≈ 94dB 。 从中可以看出:每增加 1bit 量化位数, SNRq 将提高 6.02dB ,在设计过程中,如果对方有信噪比的要求,则在 ADC 选型时就要选择合适位数的 ADC 芯片。 明显的,并不是量化位数越高越好,量化位数的提高将对成本、转换速度、存储空间与数据吞吐量等众多方面提出更高的要求。同时,我们尽量提高量化噪声的前提是信号的 SNR 已经比较低了,如果信号的 SNR 比量化噪声还高,努力提高量化噪声将是舍本求末的做法。 关注公众号“优特美尔商城”,获取更多电子元器件知识、电路讲解、型号资料、电子资讯,欢迎留言讨论。
  • 热度 3
    2023-5-30 11:27
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    【经验分享】射频电路板设计的几个要点
    射频(RF)电路板设计 虽然在理论上还有很多不确定性,但RF电路板设计还是有许多可以遵循的法则。不过,在实际设计时,真正实用的技巧是当这些法则因各种限制而无法实施时,如何对它们进行折衷处理,本文将集中探讨与RF电路板分区设计有关的各种问题。 1、微过孔的种类 电路板上不同性质的电路必须分隔,但是又要在不产生电磁干扰的最佳情况下连接,这就需要用到微过孔(microvia)。通常微过孔直径为0.05mm~0.20mm,这些过孔一般分为三类,即盲孔(blind via)、埋孔(bury via)和通孔(through via)。 盲孔位于印刷线路板的顶层和底层表面,具有一定深度,用于表层线路和下面的内层线路的连接,孔的深度通常不超过一定的比率(孔径)。 埋孔是指位于印刷线路板内层的连接孔,它不会延伸到线路板的表面。上述两类孔都位于线路板的内层,层压前利用通孔成型制程完成,在过孔形成过程中可能还会重叠做好几个内层。 第三种称为通孔,这种孔穿过整个线路板,可用于实现内部互连或作为组件的黏着定位孔。 2、采用分区技巧 在设计RF电路板时,应尽可能把高功率RF放大器(HPA)和低噪音放大器(LNA)隔离开来,简单的说,就是让高功率RF发 射电路远离低噪音接收电路。如果PCB板上有很多空间,那么可以很容易地做到这一点。但通常零组件很多时,PCB制造空间就会变的很小,因此这是很难达到的。可以把它们放在PCB板的两面,或者让它们交替工作,而不是同时工作。高功率电路有时还可包括RF缓冲器(buffer)和压控振荡器(VCO)。 设计分区可以分成实体分区(physical partitioning)和电气分区(Electrical partitioning)。实体分区主要涉及零组件布局、方位和屏蔽等问题;电气分区可以继续分成电源分配、RF走线、敏感电路和信号、接地等分区。 3、实体分区 零组件布局是实现一个优异RF设计的关键,最有效的技术是首先固定位于RF路径上的零组件,并调整其方位,使RF路径的长度减到最小。并使RF输入远离RF输出,并尽可能远离高功率电路和低噪音电路。 最有效的电路板堆栈方法是将主接地安排在表层下的第二层,并尽可能将RF线走在表层上。将RF路径上的过孔尺寸减到最小不仅可以减少路径电感,而且还可以减少主接地上的虚焊点,并可减少RF能量泄漏到层叠板内其它区域的机会。 在实体空间上,像多级放大器这样的线性电路通常足以将多个RF区之间相互隔离开来,但是双工器、混频器和中频放大器总是有多个RF/IF信号相互干扰,因此必须小心地将这一影响减到最小。RF与IF走线应尽可能走十字交叉,并尽可能在它们之间隔一块接地面积。正确的RF路径对整块PCB板的性能而言非常重要,这也就是为什么零组件布局通常在移动电话PCB板设计中占大部份时间的原因。 在移动电话PCB板上,通常可以将低噪音放大器电路放在PCB打样板的某一面,而高功率放大器放在另一面,并最终藉由双工器在同一面上将它们连接到RF天线的一端和基频处理器的另一端。这需要一些技巧来确保RF能量不会藉由过孔,从板的一面传递到另一面,常用的技术是在两面都使用盲孔。可以藉由将盲孔安排在PCB板两面都不受RF干扰的区域,来将过孔的不利影响减到最小。 4、金属屏蔽罩 有时,不太可能在多个电路区块之间保留足够的区隔,在这种情况下就必须考虑采用金属屏蔽罩将射频能量屏蔽在RF区域内,但金属屏蔽罩也有副作用,例如:制造成本和装配成本都很高。 外形不规则的金属屏蔽罩在制造时很难保证高精密度,长方形或正方形金属屏蔽罩又使零组件布局受到一些限制;金属屏蔽罩不利于零组件更换和故障移位;由于金属屏蔽罩必须焊在接地面上,而且必须与零组件保持一个适当的距离,因此需要占用宝贵的PCB板空间。 尽可能保证金属屏蔽罩的完整非常重要,所以进入金属屏蔽罩的数字信号线应该尽可能走内层,而且最好将信号线路层的下一层设为接地层。RF信号线可以从金属屏蔽罩底部的小缺口和接地缺口处的布线层走线出去,不过缺口处周围要尽可能被广大的接地面积包围,不同信号层上的接地可藉由多个过孔连在起。 尽管有以上的缺点,但是金属屏蔽罩仍然非常有效,而且常常是隔离关键电路的唯一解决方案。 5、电源去耦电路 恰当而有效的芯片电源去耦(decouple)电路也非常重要。许多整合了线性线路的RF芯片对电源的噪音非常敏感,通常每个芯片都需要采用高达四个电容和一个隔离电感来滤除全部的电源噪音。 最小电容值通常取决于电容本身的谐振频率和接脚电感,C4的值就是据此选择的。C3和C2的值由于其自身接脚电感的关系而相对比较大,从而RF去耦效果要差一些,不过它们较适合于滤除较低频率的噪音信号。RF去耦则是由电感L1完成的,它使RF信号无法从电源线耦合到芯片中。因为所有的走线都是一条潜在的既可接收也可发 射RF信号的天线,所以,将射频信号与关键线路、零组件隔离是必须的。 这些去耦组件的实体位置通常也很关键。这几个重要组件的 布局原则 是:C4要尽可能靠近IC接脚并接地,C3必须最靠近C4,C2必须最靠近C3,而且IC接脚与C4的连接走线要尽可能短,这几个组件的接地端(尤其是C4)通常应当藉由板面下第一个接地层与芯片的接地脚相连。将组件与接地层相连的过孔应该尽可能靠近PCB板上的组件焊盘,最好是使用打在焊盘上的盲孔将连接线电感减到最小,电感L1应该靠近C1。 一个集成电路或放大器常常具有一个集电极开路输出(open collector),因此需要一个上拉电感(pullup inductor)来提供一个高阻抗RF负载和一个低阻抗直流电源,同样的原则也适用于对这一电感的电源端进行去耦。 有些芯片需要多个电源才能工作,因此可能需要两到三套电容和电感来分别对它们进行去耦处理,如果该芯片周围没有足够的空间,那么去耦效果可能不佳。 尤其需要特别注意的是:电感极少平行靠在一起,因为这将形成一个空芯变压器,并相互感应产生干扰信号,因此它们之间的距离至少要相当于其中之一的高度,或者成直角排列以使其互感减到最小。 搜索 “华秋PCB” 了解更多 PCB 电路相关资料资讯。
  • 热度 4
    2023-3-22 16:47
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    电流检测可以通过分流感应运算 放大器 (current-sense amplifier)和集成电流监控器(integrated current monitor)实现。这两种方法都基于欧姆定律,即电流等于电压除以电阻,通过测量电压和电阻来确定电流大小。 分流感应运算放大器可以将电流转换为电压信号进行测量。其原理是通过一个低阻抗的电流采样电阻将电路中的电流进行分流,再通过感应方式将分流电阻两端的电压信号转换为电流信号输出。这个电压信号可以由一个运算放大器进行放大和 滤波 ,从而得到一个准确的电流测量值。 集成电流监控器是一种 集成电路 ,可以直接测量通过芯片内部的电流感应电阻流过的电流。其工作原理是在芯片内部嵌入一个小电阻,当电流通过这个电阻时,会产生一个电压降,该电压降被放大并转换为数字信号,从而得到准确的电流测量值。集成电流监控器还可以提供过载保护等功能,从而保证电路的安全运行。 电流检测可以在很多应用场景中发挥重要作用,例如在 电源管理 、电机控制、智能家居等领域中。下面以智能家居为例,介绍如何使用分流感应运算放大器和集成电流监控器进行电流检测。 在智能家居应用中,电流检测通常用于测量家庭用电器的功率消耗,以便进行能源监控和管理。这个过程中,分流感应运算放大器和集成电流监控器都可以用于电流测量。 使用分流感应运算放大器,可以将电路中的电流通过一个低阻抗的电流采样电阻分流,从而得到一个与电流成正比的电压信号。这个电压信号可以通过运算放大器进行放大和滤波,最终得到一个准确的电流测量值。这个测量值可以通过微控制器或其他处理器进行处理和显示,以便用户了解家庭用电器的实时功率消耗情况。 另外,集成电流监控器也可以用于电流测量。这种方法的优点在于,集成电流监控器直接测量通过芯片内部的电流感应电阻流过的电流,无需外部电阻分流,因此电路更简单,精度更高。集成电流监控器还可以提供过载保护和热关断等功能,从而保证家庭用电器的安全运行。 智能家居应用中的电流检测非常普遍,这是为了实现能源监控和管理,提高家庭用电器的智能化程度和安全性。
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