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  • 热度 4
    2024-3-6 14:51
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    当今的半导体制造技术已经非常发达,但是在生产过程中仍然存在晶圆质量不稳定、生产效率低下等问题。因此,晶圆探针测试的工艺流程的引入可以帮助解决这些问题。 晶圆探针测试可以提前发现不良晶粒。 在晶圆制造过程中,可能会出现晶圆表面缺陷、晶体结构缺陷等问题,导致芯片性能不达标。若这样的不良晶粒被封装成芯片,不仅会降低芯片的性能和可靠性,还会增加后续测试和回收的成本。通过晶圆探针测试,可以在封装之前对晶圆上的每个晶粒进行全面测试, 及时筛选出不良晶粒,避免了这些问题的出现。 晶圆探针测试是晶圆生产过程的重要指标之一。 测试结果可以反映生产过程的稳定性和芯片质量的可控性。通过对测试结果的分析,可以了解生产过程中的问题,及时进行改进,提高芯片的品质和产量。此外,晶圆探针测试还可以对生产过程中的参数进行优化,提高生产效率。 此外,晶圆探针测试还可以帮助芯片制造商降低成本。 晶圆探针测试可以在晶圆制造过程中快速筛选出不良晶粒,避免了后续测试环节对不良晶粒的测试,降低了测试成本。此外,通过晶圆探针测试,还可以对芯片的设计和制造过程进行 优化,提高芯片的一次性通过率,减少回收和再制造的成本。 总之,晶圆探针测试工艺流程对芯片制造具有非常重要的意义,可以提高生产效率、产品质量和可靠性,降低成本和不良品率。 ​
  • 热度 5
    2024-3-6 14:14
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    晶圆测试探针是半导体测试探针的一种,是一种用于测试半导体晶圆的工具,它可以帮助检测晶圆的质量和性能。晶圆测试探针可以检测晶圆的尺寸、厚度、表面状态、电性能等,以确保晶圆的质量和性能。晶圆测试探针的使用可以大大提高半导体晶圆的质量,从而提高半导体产品的可靠性和可用性。 晶圆测试探针一般由三部分组成:探针头、探针体和探针尾部。探针头用于连接晶圆表面上的电路,探针体用于将探针头固定在表面上,探针尾部用于连接测试仪器,以便测试电路。 晶圆测试探针是一种用于检测半导体晶圆芯片上电路性能和结构的测量工具。 它的主要应用有 : 1 、检测电路参数:晶圆测试探针可以实现对晶圆上电路的电压、电流、频率、功率等参数的测量,以确定电路的性能特性。 2 、检查电路结构:通过晶圆测试探针,可以检查晶圆上电路的结构,以确定电路的结构是否正确。 3 、测量晶圆封装:晶圆测试探针可以用来测量晶圆封装的结构,以确定封装的质量。 4 、检查晶圆表面:晶圆测试探针可以检查晶圆表面上的污染物,以确定晶圆表面的质量。 晶圆测试探针的工作原理是:将晶圆测试探针放到晶圆表面上,当探针接触到晶圆表面时,探针的导线将晶圆的电路连接起来,从而可以测量晶圆上电路的参数和结构。
  • 热度 3
    2024-3-3 15:18
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    分享一份华为关于射频天线匹配的设计机调试指导,做过相关的设计,觉得指导性比较强,可以供参考,也是很好的学习资料。 本文主要分享要点,如果觉得需要原件,可以百度搜索,资源很多,如果搞不到,可以私信我,发百度网盘链接。 1 整体介绍 1.1 概述 华为终端模块产品设计中, 虽然天线口与外接天线连接器 switch 都是按 50 ohm 设计的,但由于分布参数影响工艺上很难做到刚好都是 50 ohm,如果天线口与外接天线连接器 switch 的阻抗刚好能共轭匹配,将会获得最优的射频性能。所以在模板的天线与外接天线连接时要增加匹配网络,避免因射频通路上的阻抗不匹配而造成的反射和损耗,以致降低了射频性能。 本设计指南介绍了使用终端模块产品时, 射频天线口匹配的设计和调试方法。 2 仪器说明 2.1 所用仪器 我们这里用的矢量网络分析仪是 Agilent E5071C,当然也可选用其它型号的矢量网络分析仪。 Agilent E5071C 参数如下: 品牌: 美国安捷伦 Agilent 型号: E5071C | Agilent E5071C 描述: Agilent E5071C ENA 网络分析仪具有同类产品中最高的射频性能和最快的速度,并具有宽频率范围和全面的功能。它是制造和研发工程师们测试频率范围在 20GHz 以内的射频元器件和电路的理想解决方案。 Agilent E5071C ENA 网络分析仪新款 20 GHz 选件可将 E5071C ENA 系列网络分析仪的频率范围扩展至 20 GHz。新款 20 GHz 选件支持双端口(选件 2K5)和四端口(选件 4K5)两种配置,可用于测量各种成分,例如 WLAN、 WiMAX™、 UWB 或任何4G 技术中的无源器件的第三个谐波。 Agilent E5071C ENA 网络分析仪, 9 kHz 至 8.5 GHz/300 kHz 至 20 GHz。 123 dB 的动态范围(典型值)  极快的测量速度:全双端口校准时为 41 ms, 1601 点  低迹线噪声: 70 kHz 中频带宽(IFBW)处为 0.004 dB rms  Agilent E5071C ENA 网络分析仪集成的 S 参数测试装置  端口选项: 2 端口和 4 端口  平衡测量能力(4 端口选件) 3 模块天线口匹配参考原理图 3.1 模块天线口匹配参考原理图 华为模块天线口匹配参考原理图如下图所示: 图3-1 华为模块天线口匹配参考原理图 说明  匹配网络为 C1、 L1 和 C2 构成的∏型匹配, C3 为隔直电容。  匹配网络在布局放置时最好能靠近模块的天线焊盘。而从模块的天线焊盘到天线( 或天线SWITCH) 的走线总长度尽量短。  匹配网络中电容电感符号只是示意图, C1, L1 和 C2 的值要通过阻抗匹配调试来确定, 既可能是电容也可能是电感,当然也可能不用焊上器件( NC)。 4 天线口匹配调试 4.1 天线口匹配网络模型和网络参数 常见的二端口网络如下图所示: 图4-1 常见的二端口网络 a1 和 b1 分别为输入端口的入射波和出射波; a2 和 b2 分别为输出端口的入射波和出射波; Sij 表示网络散射参数的各个分量,其中 Sii 表示当所有其它端口接匹配负载时端口 i 的反射系数, Sij 表示当所有其它端口接匹配负载时从端口 j 到端口 i 的传输系数。 我们的天线口匹配就是如图 4-1 所示的一个二端口网络,而且具有互易性,即 S12 = S21。 4.2 天线口匹配调试 调试时,要先设定矢量网络分析仪的测试频率范围,显示模式用 smith(R+jX),然后用校准件进行校准, 最后在 ANT PAD 端口焊开口电缆, ANT 接 50 ohm 射频匹配负载,用矢量网络分析仪调试 C1, L1 和 C2 ,使 S11 参数在所用频带内收敛于 SMITH圆图圆心(50 ohm)处, 越收敛越好, 如图 4-2 所示。 图4-2 模块天线口匹配 S11 圆图 将 S11 参数在所用频带内收敛于 SMITH 圆图圆心(50 ohm)后,匹配已调试完毕,此时测量所用频点的 S12 值,作为线损补偿。测量 S12 时,显示模式最好选用幅值的对数模式 Log Mag 来读值,如图 4-3 所示。一般情况下选所用频带的中信道频点的S12 值作为插损。 图4-3 模块天线口匹配补偿值测量 把 Marker 功能打开, 在图 4-3 的左上方可以读得各 marker 点的 S12 值,其表示这段线路的插损,理论上其绝对值越小越好。
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    2024-1-19 10:00
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    作者: shannon.jin MPS Engineer Intel的CPU有很多rail需要供电,例如VCCIN,VCCINAUX,GT之类的,各个rail各司其职,需要的电压和电流不同,但测试起来形式类似,基本分为以下三个大类: SVSC (Static Voltage Static Current),顾名思义,就是静态电压静态电流。 SVDC(Static Voltage Dynamic Current),静态电压动态电流 DVSC (Dynamic Voltage Static Current),动态电压静态电流 下面我们来单独看这三个测试的含义: a. SVSC (Static Voltage Static Current),静态电压静态电流 与我们测普通的DCDC load regulation类似,这个就是设定个电压,加恒定负载,看输出电压的表现,比如电压值,纹波大小,还有就是电流精度回报是否准确。与普通的DCDC静态测试区别就是Load line,设置PS状态和SVID读取电流回报精度(Imon,mon可以理解为monitor,CPU需要监测是否抽载正确),这些可以在后续进行更深入的解释 b. SVDC(Static Voltage Dynamic Current),静态电压动态电流 这个也可以对标我们普通DCDC 的transient跳载测试,输出恒定电压,输出负载在两个给定的值之间周期性变化,并且电流切换时带有一定的切换斜率。与普通DCDC测试不同的是Intel会要求测试300Hz-1MHz的频率和10%-90%的占空比,这里的频率指的是高低电流周期变化的频率,占空比指的是重载在一个周期的占比,还有一个区别是load line带来的波形区别,后期进行补充。 c. DVSC (Dynamic Voltage Static Current),动态电压静态电流 这个在普通DCDC测试中比较少见,但不难理解,CPU的rail有时需要工作在不同的电平,CPU的高速运转有时需要电压能够在指定的时间内以一定的斜率完成切换,这个测试就是输出拉一个恒定的负载,发出调压指令,看输出电压能否在指定时间完成调压以及调压后的电压值是否满足需求,比如不低于某值。 关于Load line 一般我们测普通的DCDC,电流不大,但像笔电和服务器,电流会达到几十安甚至几百安,大电流跳载会给输出电压波形带来巨大的上冲和下冲,为了优化跳载表现,我们引入load line的概念。下图中粉色代表输出电流的跳变波形,中间的红色实线为普通DCDC跳载波形,紫色的为加了DC load line的波形,加了load line后,输出电压会随着输出电流的增大而减小(关系如图二),可以看到大电流持续的那一段时间内,输出并没有回到最初的水平线,而是维持在较低的电压值,这样,在电流突然减小时,电压的上冲有个更低的平台,上冲的最大的电压值就会相比没有DC load line的小很多。测试DCDC transient时,我们会关注输出电压的峰峰值,可以从图中看出,采用了load line的波形峰峰值明显减小了。这就给设计带来了一些好处,比如跳载时峰峰值减小了意味着可以在合理范围内减少输出电容从而cost down,同时,重载时更低的电压也减小了整体的功率需求。 关于PS状态 CPU在不同的工作状态下对电流有不同的要求,多相电源在重载时肯定是满负荷全员上,但轻载时如果全员都在打开关工作,就有点浪费资源了,为了提升电源在轻载时的工作效率,引入了PS的概念。目前笔电测试有五种PS(Power Status)状态,它们的定义如下: PS0:大功率工作,全相CCM意思就是所有的Dri-MOS都在稳定地打开关供应输出。 PS1:功率相对较小时选择这个状态,只有一个Dri-MOS在CCM工作,其余的MOS都进入待命。 PS2/3:功率更小,唯一工作的MOS进入DCM模式,更大地降低功耗,与普通DCDC相似,因为工作在DCM,输出纹波也会变大。 PS4:类似进入休眠状态,输出电压降为0V。 笔电测试中切换PS状态是靠CPU发切PS指令完成的,是被动的,但是服务器中切换Dri-MOS工作数量是我们的controller主动根据现有输出电流调节的,这种工作模式叫做APS(Auto-Phase Shedding),APS也是为了优化不同工作电流下的效率。 下图是MPS的GUI(可视化I2C调试小工具)内部APS的设置。从图中可以看出,随着输出电流从小往大走,我们的controller会自动控制一个个Dri-MOS参与工作,而随着电流从大往小走,controller又会控制一个个Dri-MOS停止打开关,在增加Dri-MOS和减小Dri-MOS的电流点有个滞回差值4A,这是为了防止在一个切phase电流点时,controller误判导致反复增加或减小Dri-MOS的数量 关于Imon(monitor监控电流)精度读取 CPU在抽取电流时需要知道电流是否已经足够支撑现在的运作,就需要通过SVID获取我们控制器这边sense反馈的电流值,看看是否抽载准确,从而来调整抽载的大小。 比如以下这个表格第一列代表测试工具抽的电流,表格第四列代表测试工具通过SVID读取的控制器自己sense的电流转化的16进制,表格会自动将十六进制转化为电流值,例子如下: 比如对应下表标红的一组数据,取自某次测试,Iccmax=128A,FF的十六进制可以将Iccmax 128A平分成256等分(256为十进制),当Imon回报的十六进制数据为20,转化成十进制就是32(可以用计算器转化),对应的电流就是256份里的32份,电流即可计算为I=128/256*32=16A 根据tool抽载和实际采样反馈的电流,测试表格会自动拟合一条曲线,看抽载是否准确,如果偏差不大,需要我们通过GUI(I2C)去微调controller里面的寄存器,如果偏差很大,就需要去debug电路中或者寄存器里是否有设置错误的地方。 Processor Test Current in (A) Measured Static Voltage in (V) Ripple in (mV) pk-pk SVID Iout reading (HEX) 0 0.8995 12 0 2 0.8958 12 3 9 0.8833 14 12 16 0.8699 14 20 24 0.8544 14 30 关于DVID(动态电压,静态电流)波形测试中的时间测量 前面讲到这个测试需要我们输出电压以一定的斜率在限定的时间内完成调压以及在稳定时输出电压不低于规定的数值。电压切换的斜率有三种,fast,slow以及decay,其中每一个rail的fast和slow都有intel各自规定好的斜率,decay直译为衰减,可以看出它只针对输出电压从高往低调节,并且decay的时间不可控,所以遇到decay的测试,电压下降的时间我们一般不测量。 电压切换的时间怎么测量呢?下图为我们测试过程中截取的波形,图中有三个信号,一个是Vout,另外两个CSO和ALERT就是我们用来测试时间的信号。当CPU给controller发指令时,CSO会被拉低,当controller接收到指令并接受指令时,CSO又会回到高位,通常每个CSO会持续38个clk(一个clk为40ns),如果controller拒绝CPU发的指令,CSO就不会被拉高(比如还在DVID过程中,如果发了某些指令会被拒绝)。下图有两个CSO信号,第一个代表调压,第二个是发送get register 10H(用来清空alert,把alert重新拉高)。整个系统工作时,alert会在三种情况下被拉低,我们测试接触的是电压跳到指定的step了,alert会被拉低。测量调压时间卡的就是CSO上升沿到ALERT的下降沿,具体哪个CSO需要结合图片和测试表格给的条件,理解每一个CSO对应的含义。 前面测试时间时的alert是我们controller接收到调压指令后自己内部去数多少个step后拉低alert,而不是测量电压值拉低alert。我们controller通常会提前几个step拉低alert,比如测试中VCCIN从1.63V跳到1.83V,斜率为25mV/us,这时表格会限定时间不能超过200/25=8us,我们测试CSO上升沿到alert下降沿的时间就要小于8us才算pass。 有时候ALERT会先于CSO上升沿导致测量的时间为负数,这是允许的,因为我们芯片会提早几个step去跳DVID,再加上有的测试电压跳变的幅度很小,比如1.81V跳1.83V,时间很短。如下图所示 下面来看一些测试中遇到的波形解析 第二幅图相较于上面一幅图多了一个CSO,可以看到,在电压平稳时,输出电压的纹波变大了,第三个CSO是set PS 2/3的指令,切换成一相DCM,纹波变大了。 A. 测试中常见的CSO和Alert波形解读 第二幅的alert和第一幅也不一样,一开始alert是低的,这个原因是什么呢,看下面第三幅图,测试DVID时,为了方便抓图,tool会循环发指令让输出电压在两个数值之间来回跳,前面一个清空alert的指令在alert拉低之前就来了,导致alert没有拉高。 B. 服务器中CPU指令间隔时间不同的对比测试(注意CSO和ALERT波形) 下面我们来看一些服务器测试的波形,这些测试条件都会在测试表格中给出,按照步骤设置就会出现如下波形。下面两幅图是一个对比测试,对比的是发出指令的时间间隔不同会给波形带来什么样的影响。 下图是从1.7V跳1.8V然后跳1.6V的波形,可以看到有两个alert拉低的动作,说明1.8V和1.6V都完成了。 但是下面这幅图可以看到只有一个alert拉低的动作,原因是在发出跳1.8V指令没过多久就立马发了跳1.6V的指令,还没来得及跳完1.8V。 C. 补充controller拒绝CPU指令的波形(关注CSO波形) 前面还有讲到controller在DVID过程中拒绝CPU指令的情况,如下图所示,在输出仍处于DVID过程中,CPU发了一个切换PS的指令,芯片在DVID过程中是默认全相CCM的,这样他就会拒绝CPU的指令,所以CSO就没有回到高电平。 关于DVID测试中的电压波形 DVID还有一项需要测试的是在alert插入一定时间后(测试表格会提供时间),最小的电压值是否已经高于规定值,测试波形如下所示,在alert插入4us,用横向的光标卡4us后的电压最小值。这个最小值需要注意的是可能刚好处于4us的时候,也可能处于后面稳定的电压纹波下面的那条线,只要高于表格的spec就行。 如果输出电容过多或者某些参数没设置好,输出电压上升的斜率过慢,导致alert插入一定时间后电压还没有调到指定值,会造成fail。下图绿色为理想状态下的DVID调压曲线,在规定的时间内(CSO上升沿到ALERT下降沿),输出电压调至了CPU需要的电压值,棕色的是我们实际测试期望的波形(controller提前几个step开始跳,让输出电压在设定时间之前先往高的跳,然后再调回稳定的电压值),红色的是fail的波形,输出调压过慢,导致在alert插入后一段时间内(这个时间测试表格会给出)都无法调至需要的电压值。 如何去改善这个上升缓慢的问题呢,有三种方法: 通过MPS的I2C工具GUI调节DVID upward,这个是让它多提前几个step调压 如果DVID upward已经调到最大6个step了,接下来可以调VFB1 pin脚到地的阻容参数(一般为6.04kohm,1nF,一开始没上件) 还有一个可调的就是减小输出电容,让输出电容充电更快,输出上升得也更快。 笔电Transient 测试波形 前面讲到VRTT测试中的transient波形如下图所示,那么我们需要如何从测试波形中获取数据填入表格呢。 区别于普通的DCDC,我们需要先截取300Hz, 50%(看测试表格给的多少duty)的V_start以及V_end。 V_start可以理解为,输出电流即将增大,输出电压即将迎来下冲的参考电平;V_end可以理解为输出电流即将减小,输出电压即将迎来上冲的参考电平。 将V_start和V_end填入测试表,接下来就是测试最worse的overshoot和undershoot,可以通过over和under的字面意思知道,这两个一个上冲,一个下冲。 下面这幅图为笔电测试过程中的overshoot的波形。首先保留300Hz,50%测到的V_end光标,调至输出overshoot最差的频率,光标卡到overshoot并记录数值。 下面这幅图为笔电测试过程中的undershoot的波形。首先保留300Hz,50%测到的V_start光标,调至输出undershoot最差的频率,光标卡到undershoot并记录数值。 笔电测试一般是保持duty不变,改变跳载频率,这个在Intel测试工具界面上有操作的地方,一点点改变频率,从300Hz扫到1MHz,然后使用示波器上的触发功能,触发到波形后继续移动触发的电平,直到触发不到为止,这个就是最worse的点。 笔电测transient还有一个测试,就是在进入轻载后,需要发切PS的指令,并且测试切PS前后纹波底部的差值,如下图所示。需要注意的是,进入transient之前先把PS都设为PS0,进入之后再enable PS change,测试完成关掉transient之前把PS都改为PS0。 服务器VRTT transient测试波形 相较于笔电,服务器transient测试更加精细,除了需要从300Hz扫到1MHz,占空比也要从10%扫到90% (载重的时候是10%-50%,表格会有提示),方便的是服务器的扫频和占空比可以通过跑脚本自动扫的,然后我们可以通过脚本生成的excel表筛出最worse的点。还有一点是服务器需要开累积截取transient波形防止漏掉一些worse的点,一般要累积500次以上。 与笔电transient一致,一开始也需要卡300Hz,50%的V_start和V_end。 扫频脚本的修改后续会讲到,下图是扫频完成后生成的excel文件,我们可以用excel自带的筛选功能,分别在min voltage和max voltage里选出min里面的minimum和max里的maximum,把对应的频率和占空比填入测试表格,后可以将频率和占空比带入tool界面跑起来截取波形。 Undershoot测试与笔电类似,就是把扫频得到的最worse的频率和duty在tool界面设置好后,开累积截取波形,光标卡在undershoot最小值。 Overshoot测量方法也与笔电类似,就是把扫频得到的最worse的频率和duty在tool界面设置好后,开累积截取波形,光标卡在overshoot最大值。这幅图的overshoot波形不像前面的那么规整,是因为跳载频率高了,输出波形产生了畸变。 Overshoot还需要测量一个VCCIN_MAX以及overshoot超过VCCIN_MAX的时间。这个VCCIN_MAX目前不同人有不同理解。有人理解为在300Hz 50%卡纹波的上沿,有的人理解为在最worse的overshoot频率duty点,输出电压在轻载进入重载最后一个时刻纹波的上沿(如上图卡的VCCIN_MAX)。不过目前overshoot超出VCCIN_MAX的spec是25us,目前测到的overshoot最worse的频率一般大于100kHz,本身在轻载停留的时间就很短,小于25us,一般都能过spec。 服务器transient过程中PS切换的问题 前面有讲到APS时有提到服务器切PS是根据实际sense的电流自动切换的,而不是像笔电一样靠CPU发指令切换。虽然在服务器的测试表格里也有切换PS的要求,但是我们在实际测试中不会去在意PS状态。 脚本测试代码修改 服务器测试的自动脚本可在FAE处获取,下面我们来看看测试脚本修改步骤吧。 首先这些插件需要和脚本在同一文件夹下面 右击脚本文件,点开edit with IDLE,后进行脚本修改。 脚本修改后在run这个tag选择run module后就可以跑脚本了。运行的同时Intel的自制软件也需要开着,方便脚本控制intel软件运行。 1. Static LL 脚本修改 拿到脚本,我们只需要修改几个地方,如下图所示,第一个要修改的就是输出电压以及测试的最大电流,这些可以从表格上获取 第二个需要修改的是抽载电流点,下图a代表抽载电流占Iccmax的百分比,假设Iccmax=495A,a=0.05, 测试电流就是495*0.05=24.75A,一开始测static,我们会先跑几组小电流,看看load line和Imon是否准确,再去跑完整的电流,这时候修改下面a的数组就行了。测VCCIN时需要开风扇,因为温漂会给输出电压带来影响,另外最好同步检测GUI上的温度。 跑完脚本会生成一个excel表格,把下图框出来的部分拷贝到Intel的表格里即可,纹波因为脚本设置问题没办法读取,可以单独用tool加载,用示波器观测后填入测试表格。 2. Transient 脚本设置 Transient测试的脚本修改如下所示,需要修改的内容在测试表格上都能找到对应的,占空比可以关注测试表格上的小红点,会提示占空比最高扫到百分之几,一般载很重的扫到50%,载轻的扫到90%。 扫频结束会在同个文件夹下生成一个excel,在min Voltage里筛选出电压最小的,获取频率和占空比作为undershoot最worse的情况,在max Voltage里选出电压最高的,获取频率和占空比作为overshoot最worse的情况。如果有一个电压差得特别多,就把这个点单独挑出来看看。另外,电流大的时候需要全程开风扇,不然会OTP。 3. DVID 脚本设置 DVID需要脚本的测试都各自有单独的脚本,设置内容也可以直接从表格获取,如下图,1.63V跳1.83V再回到1.63V,这是测试第一个指令和第二个指令时间间隔不同带来的波形区别。电压的十六进制可以在tool界面获取,调压后tool界面会显示该电压的十六进制。运行后会自动跑起来,我们在示波器截取DVID波形测量所需数据即可。 服务器软件安装 在服务器测试transient过程中,不仅需要将频率从300Hz扫到1MHz,在各个频率点还需要占空比从10%扫到90%来获取overshoot以及undershoot的数据量很大,这个扫频率和占空比的工作就由自动化脚本来代劳了。 除了intel研发的测试工具,我们还需要安装python,目前测试安装的是python 3.6.5 (32位),在安装过程中需要勾选下图圈出部分add python 3.6 to path. 安装好python后需要装一些插件,打开windows的终端(WINDOWS+R然后输入CMD),界面出来后,一条条输入以下的命令按回车 pip install openpyxl pip install numpy pip install pythonnet pip install pillow pip install matplotlib pip install pandas pip install xlrd Set WP波形解读 Set WP全称是set working point,这个测试与DVID类似,CPU发出set WP指令,输出电压完成跳变,截取CSO上升沿到alert下降沿的时间,并且测量在alert插入一段时间后,输出电压的最小值(详见DVID波形测试)。Set WP与DVID不同的是,set WP需要几个rail一起跳。 下图是VR13HC 某个测试版本set WP的测试条件,WP1里,VCCIN,VCCSA和VCCIO的电压分别为1.83V, 0.87V和1V,WP2分别为1.6V, 0.85V和1V。根据电压差和斜率计算出每一个rail电压跳变所需的时间,如下表有颜色的部分,VCCIN的time=(1.83-1.6)/0.025=9.2us,一个CLK为40ns,那么VCCIN完成电压跳变需要的CLK=9.2/0.04=230个CLK。同理可得其余两个rail完成电压跳变所需的时间。 从时间上可以看出VCCIO在接收到指令时就会马上完成跳变,紧接着VCCSA也会完成跳变,过比较长的时间后,VCCIN会完成跳变,ALERT拉低的顺序也会跟着三个rail完成跳变的顺序来。 按上面的逻辑,理论上应该有三个ALERT拉低的动作,实际测试波形如下,4个CSO对应的指令已在图中标注,棕色框出的部分波形有点异常,可以看到ALERT少了一个,这是因为两个ALERT只间隔了25个CLK,但是一个完整的CSO占用38个CLK,这就导致CSO还没来得及把第一个ALERT清空,第二个ALERT就来了,这个波形是正常的。 下面我们来看看set WP的脚本修改。 首先是设置各个rail在不同Working point里的电压,下图给出了VCCIN WP1的电压修改解读,后面的指令分别修改VCCSA,VCCIO在WP1的电压以及三个rail在WP2的电压,电压的16进制可以从intel软件界面获取。 下图可以看到三个rail的SVID Addr,WP1和2对应的寄存器,电压的话需要根据测试表格要求修改,测试需要拿到最新的表格因为Intel一直在更新平台要求。 设好了各个rail在WP1和WP2的工作电压后,就需要修改每个清空alert指令发出的时间。 下图是set WP以及清空alert的指令,框出来的第一行是set WP1,后面接着的就是清空各个rail的alert,我们可以先看看框出来的内容每个数字的意义。 第一个是0,它代表第一条指令,可以看到每一行这个数字是递增的。 第二个是2,每一行这个数字都是一样的,不需要去改动 第三个是15,十六进制就是F,代表SVID address里的all call,是给所有rail发指令,可以看到下面的几行是2,1,0,分别代表VCCIO, VCCSA, VCCIN的SVID address,前面有讲到过这三个调压完成的顺序。 第四个是9,这个对应的就是set WP指令,下面几行7代表get register,获取寄存器数值 第五个是0x21,这个的意思是set WP1 with fast slew rate,后期会补充怎么计算这个值,后面几行0x10和上一个get register连起来就是清空alert。 第六个和第七个数字分别是2和3,这两个数字也不需要管 第八个数字是0x04,它代表的就是在这条指令完成后间隔多少个CLK去进行下一条指令 最后一位数字是1,代表这条指令active,可以看到最下面几行最后一位数字是0,代表最下面几行不工作。 Set WP那条指令0x21以及0x22是怎么算出来的呢 假设我们需要以fast的斜率跳WP1,参考下图,100001对应的16进制就是0x21,如果以fast的斜率set WP2,那就是100010,对应16进制就是0x22。 Delay的CLK该怎么计算呢 再次回到这张表格和脚本以及电压跳变的图,在set WP1发送之后,VCCIO的alert马上就来了,但是一个CSO固定38个CLK才会拉高,那么下一个清空VCCIO ALERT的指令是可以马上跟上的,但又不想两个CSO凑太近造成混乱,所以在set WP1发出完成后(就是第一个CSO被拉高后)选择delay 4个CLK清空VCCIO的alert。 VCCSA在set WP1后25个CLK就会来,但因为和VCCIO的alert太近,再加上VCCIO清空alert的CSO也有38个CLK,时间上有冲突,所以就接着VCCIO清空alert信号后4个CLK发出。 第三个alert属于VCCIN,在set WP1后230个CLK到来,时间该怎么算呢,考虑到前面两个CSO各自占38个CLK以及前面每条指令间隔4个CLK,VCCIN清空alert的指令距离上一条指令delay的时间就是230-38-38-4-4=146个CLK,也就是说在清空VCCSA alert发出后大概146个CLK后我们可以去清空VCCIN的alert,下面这个脚本选取的时间为167个CLK(16进制A7)比146个CLK(16进制92)长,长一点没问题,把alert拉高就行。 具体问题具体分析,结合表格和实际跑出的波形,可以适当去修改delay的CLK。 来源:mps
  • 热度 4
    2023-12-25 16:47
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    磁光克尔效应作为表面磁学的重要实验手段,已被广泛应用于磁有序、磁各向异性、多层膜中的层间耦合以及磁性超薄膜间 的相变行为等问题的研究。磁光克尔法是测量材料特性特别是薄膜材料物性的一种有效方法。 简介 在 1845 年, Michael Faraday 首先发现了磁光效应,他发现当外加磁场加在玻璃样品上时,透射光的偏振面将发生旋转的效应,随后他在外加磁场之金属 表面上做光反射的实验,但由于他所谓的表面并不够平整,因而实验结果不 能使人信服。 1877 年 John Kerr 在观察偏振化光从抛光过的电磁铁磁极反射出来时,发现了磁光克尔效应 (magneto-optic Kerr effect) 。 1985 年 Moog 和 Bader 两位学者进行铁超薄膜磊晶成长在金单晶 (100) 面上的磁光克尔效应做了大量实验,成功地得到一原子层厚度磁性物质之磁滞回线,并且提出了以 SMOKE(surface magneto-optic Kerr effect 的缩写 ) 来作为表面磁光克尔效应,用以表示应用磁光克尔效应在表面磁学上的研究。由于此方法致磁性解析灵敏度达一原子层厚度,且仪器配置合于超高真空系统之工作,因而成为表面磁学的重要研究方法。 表面磁光克尔效应实验系统是表面磁性研究中的一种重要手段,它在磁性超薄膜的磁有序、磁各向异性、层间耦合和磁性超薄膜的相变行为等方面的研究中都有重要应用。应用该系统可以自动扫描磁性样品的磁滞回线,从而获 得薄膜样品矫顽力、磁各异性等方面的信息。 表面磁光克尔效应 (surface magneto-optic Kerr effect ,缩写为 SMOKE) 作为表面磁学的重要实验手段,已被广泛应用于磁有序、磁各向异性、多层膜中的层间耦合以及磁性超薄膜间的相变行为等问题的研究 . 自 1985 年代以来相继出现了多种 SMOKE 实验方案 . 由于 SMOKE 要求能够达到单原子层磁性检测的灵敏度,因此对于光源和检测手段提出了很高的要求 . 目前国际上比较常见的是用输出功率很稳定的偏振激光器 . 如 Bader 等人采用的高稳定度偏振激光器,其稳定度小于 0.1 。也有用 Wollaston 棱镜分光的方法,降低对激光功率稳定度的要求 .Chappert 等人的方案是将从样品出射的光经过 Wollaston 棱镜分为 I 和 P 偏振光,再经过测量它们的比值来消除光强不稳定造成的影响 . 但这种方法的背景信号非常大,对探测器以及后级放大器的要求很高 . 也有人采用普通的氦氖激光器在起偏器后加分光镜,将信号分为信号光束和参考光束,通过测量二者的比值来消除由于激光器光强和偏振面不稳定造成的影响 . 本文给出的 SMOKE 新型测量系统,采用更为普通的半导体激光器作光源,用常见硅光电池进行克尔信号的采集,同样成功地得到了磁滞回线,且整个系统有较高的检测灵敏度。因此,它是一种普适方案,在一些科研机构和大学近代物理实验室使用后,均取得了良好的实验效果。 磁光信息存储是近年发展起来的新技术,是对传统信息存储技术的革新。开发更多、性能更加优越,而且实用的磁光介质材料是当前信息存储领域的一项重要的任务。测量磁光介质的克尔转角则是研究这些材料的基本手段和方法。对于非开发人员来讲,测量磁光克尔转角的实验一方面能够提高进行物理综合实验的能力,另一方面对信息存储的新技术将有更加深刻的理解,能启发他们利用物理原理在信息存储技术等领域提出新的设想,做出新的贡献。 ​
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