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关于DCDC Vout电容，一般情况下我们出于先滤低频再滤高频的考虑会将容量大的电容靠近Vout端放置，即由大到小排列顺序进行布局。 不过个人在对应过的一些项目里，也有硬件人员要求从小到大排列顺序进行布局的。理由是因为电源频率的特性，站在为DCDC去耦的角度来看，应当小电容（去耦半径小）靠近Vout以达到最佳的噪声过滤效果。 我在网上也搜索过，也询问过仿真研究人员，说法是两种都能接受，负载端还需要进行滤波的。 但是，从业将近10年以来，多数是以先滤低频再滤高频去考量电容的摆放顺序的，在这个方面看硬件人员自身的理解去定咯。

MPS | 利用滤波电容与电感抑制辐射EMI --- 特性分析与设计方法 美国佛罗里达大学电子与计算机工程系终身正教授，IEEE Fellow (IEEE 会士) --- 王硕老师，以一个双有源桥变换器为例，分享了滤波元件的特性与设计方法。 利用滤波电容以及电感来抑制EMI是常见的降噪手段之一。 对于辐射EMI来说， 滤波元件的阻抗特性是怎样的呢？ 而我们又应该如何进行设计呢？ 美国佛罗里达大学电子与计算机工程系终身正教授，IEEE Fellow (IEEE会士) --- 王硕老师，以一个双有源桥变换器为例，分享了滤波元件的特性与设计方法。 一、 双有源桥变换器的辐射EMI模型 图1 双有源桥变换器的拓扑与实物图。 图1为双有源桥变换器的拓扑以及实物图。从图1中可见，输入和输出各有一段导线。根据我们之前的分享可知， 变换器的输入与输出线相当于一对双极天线（Dipole Antenna） 。这个高频的共模电压会在输入、输出线上激励出高频的共模电流 I A ，并以电磁场的形式向外辐射能量。如图2（a）所示，天线的能量可以看成以下几部分：一部分在两极之间相互转换，并不辐射到空间去，这部分无功对应的阻抗可以用 jX A 表示；一部分是发射出去的能量，用 R r 来表示；最后一部分是天线上的电流在其本身电阻上产生的损耗，以 R l 表示。而变换器的模型则可以通过一个等效噪声源 VS 和 源阻抗（实部R S 和虚部X S ） 来表示。因此，一个通用的辐射EMI模型即可通过图2（b）的形式来表示。 图2 (a)双极天线辐射原理；(b) 变换器辐射EMI模型 因此，共模电流 I A 的幅值可以根据图2（b）得出： 其中 R A 为 R l 与 R r 之和, K I 为电流系数。显然， K I 与共模电流成正比。 在辐射EMI测量中，实际测到的是变换器在一定距离外的某点产生的电磁场强度。以电场为例，在距离变换器为r的位置，电场强度的最大值 E max 可以由（2）式得到： 其中， V S 代表噪声源， η 为波阻抗， D 为方向性，表示该方向上的最大功率密度与半径为r的球面平均功率密度之比， K E 为电场强度系数。显然， K E 与辐射电场强度成正比。 天线阻抗和变换器的阻抗都可以通过测试得到，具体的方法可以参考之前的讲座（ 点击观看： 高频共模电流、电压和阻抗的测量 ）。 二、辐射EMI尖峰产生的原因 现在让我们分析下 K I 和 K E 的表达式。如式（3 - 4）所示，由于 X S 和 X A 既可能是容性又可能是感性，它们有可能会相互抵消，此时如果 R S + R A 较小，则会在频谱上面观察到一个尖峰。 图3为双有源桥变换器源阻抗和天线阻抗的测量结果。我们可以看到 X S 和 X A 的曲线一共发生了四次交越，但只有当它们相位相反时，才意味着这两部分是抵消的（①和②处）。另外，由于在②处， R A 有近千欧姆，因此此时不太会出现尖峰；相比之下，①处的 R A 仅约100欧姆。①处的频率约为 167MHz 。 图3双有源桥变换器源阻抗和天线阻抗 图4所示为 K I 和 K E 的曲线，以及共模电流和辐射强度的实测值。从图4中可以看到，在 167MHz 处，由于 X S 和 X A 抵消且 R S + R A 较小，我们确实可以观察到一个尖峰。且实验结果也可以验证这一点。 图4（a）K I 和K E 的计算结果（b）共模电流和辐射强度的实测值 三、共模电感对辐射EMI的影响 及其设计方法 为了抑制辐射EMI，一种常见措施是在输入或输出端加一个共模电感。电感的高频模型一般需要考虑其等效电容（ C P ）以及等效电阻（ R P ）的影响（如图5所示）。在辐射模型中，为了模型的简化，可以将电感的模型写成电阻（ R CM ）与电抗（ X CM ）的串联形式，并合并到之前的辐射模型中，此时 R CM 与 X CM 都会随着频率变化。而模型中的电流系数及电场强度系数也修正为式（5-6）。 图5 共模电感的模型及考虑电感后的辐射模型 由此可见，共模电感对辐射有三个影响：（1）辐射的谐振频率将会偏移；（2）系数中的电阻将会变大；（3）系数中的电抗发生了变化。我们将从电抗和电阻分别分析。 电感的电抗是可正可负的，根据图5的模型可知，若频率小于 f CM ，则电感表现为感性（ X CM 为正）；若频率高于 f CM ，则电感表现为容性（ X CM 为负）。 f CM 即为电感的自谐振频率，其表达式如（7）所示： 对于电抗 X CM 来说，在原先的谐振频率（167MHz）处，若 X CM 为负（容性），则新的谐振频率将变高；若 X CM 为正（感性），则新的谐振频率将变低。由于频率低时噪声源 V S 较强，我们往往不希望频率下移，因此应当合理选择电感，使得此时 X CM 为负。另外，我们需要避免加入电感后，在更低频的地方产生一个新的谐振点。由于天线阻抗 X A 在低频时表现为容性，因此，当频率低于 f CM （即 X CM 仍为感性）的时候， X CM 的值应始终小于 X A ，以避免发生阻抗交越。 对于电阻 R CM 来说，可以证明，其最大值位于 f CM 处，因此，可选择合适的电感使得 f CM 尽可能靠近新的谐振频率处，以避免此处产生尖峰。 图6（a）即为一个符合以上条件的共模电感的阻抗曲线。图6（b）则比较了加入共模电感前后， K I 和 K E 的曲线。在电路中串联了共模电感后， K I 和 K E 降低了约 13dB ，可见效果显著。 图6 （a）共模电感阻抗曲线 （b）有无共模电感时的K I 和K E 的比较。 图7为电路中有、无共模电感时，共模电流和辐射EMI的测试结果。从结果中明显可以看到， 加入共模电感可以抑制此前EMI的尖峰 。而实际结果也符合 K I 和 K E 的变化幅度。在增加了共模电感后， 167MHz 的噪声基本满足标准，但裕度较小； 30MHz 处仍然高于标准。此时我们也可以考虑利用其他的滤波元件进行抑制。 图7 有、无共模电感时的共模电流和辐射EMI对比 四、 Y电容对辐射EMI的影响及其设计方法 另外一种常见的抑制EMI的手段时在输入和输出直流母线上跨接一个Y电容。用同样的分析手段，我们可以将其等效为电阻（ R Y ）与电抗（ X Y ）的串联形式，如图8所示。 图8 考虑Y电容后的辐射EMI模型 通常来说， Y电容的等效串联电阻 R Y （也即通常所说的ESR）是非常小的，可以忽略。此外，只有当Y电容的阻抗显著小于天线阻抗的时候，它才能起到旁路EMI噪声的效果，因此我们可以假设 X Y ≪ X A ，在这两个假设下，我们可以得到修正后的电流系数及电场强度系数如下： 由于我们需要在 30MHz 以及 167MHz 进一步抑制EMI噪声，我们分别在这两个频段进行分析： 根据图3的阻抗曲线， 30MHz处X A ≫ R A , X S , R S 。因此，比较 K I,Y 与 K I （或 K E,Y 与 K E ）可知，Y电容的插入损耗如式（10）所示： 为了有效抑制EMI， 插入损耗应该小于1，且越小意味着效果越好 。这意味着 |X Y |需要小于|X S | ， 且|X Y |应尽可能小 。根据图3中的测量值，为使得插入损耗小于1，若 X Y 在 30MHz 时为 容性 ，则其容值应 大于86pF ，若 X Y 在 30MHz 时为 感性 ，则其感值应 小于327nH 。 同理，在 167MHz 时，由阻抗曲线可知 R A ≫ X A , X S , R S 。因此，通过化简，我们发现插入损耗的表达式与（10）是一致的。经过类似的分析，我们发现，若 X Y 在 167MHz 时为容性，则其容值应 大于30pF ，若 X Y 在 167MHz 时为感性，则其感值应 小于30nH 。 结合以上两个频率段的需求，我们选择了两种可行的Y电容，其阻抗曲线如图9所示。左图为一个 100pF 的Y电容，右图为 470pF 的Y电容。显然，在 30MHz 时， 470pF 电容的阻抗更低，对于EMI抑制效果更好；而在 167MHz 时， 100pF 电容则有更好的表现。 图9 Y电容的阻抗：左图为100pF，右图为470pF 图10（a）对比了不同Y电容对于 K I 和 K E 系数的影响。显然，100pF和470pF的Y电容都可以有效抑制EMI。而且，100pF对于167MHz的效果比较明显，而470pF则对于30MHz的频段更有效，这也与之前的理论分析相符合。 而图10（b）的EMI测量结果也对于相关的理论分析进行了进一步的验证，在使用不同的Y电容时，辐射EMI在不同频段会有不同程度的降低，且降低的幅度也均符合预测的结果。由此可见， 对于辐射EMI的设计，可以通过调整滤波元件，达到针对某一频段进行抑制的效果 。 图10 （a）有、无Y电容时的K I 和K E 的比较（b）有、无Y电容时的辐射EMI对比 五、LC滤波器设计的原则 最后，当电路中同时有LC滤波元件的情况下（如图11所示），其设计要遵循我们之前分享过的“ 阻抗不匹配 ”原则。当 源阻抗较小 时，可 串接阻抗较大的滤波电感 ；若 负载阻抗较大 时，可 并接阻抗较小的旁路电容 。 图11使用LC滤波器时的设计方法 在本笔记的结尾，让我们对王硕老师的分享一下总结。 王教授首先回顾了辐射EMI的基本模型，之后介绍了辐射EMI尖峰的产生原理。并以一个双有源桥变换器为例，说明了共模电感和Y电容对共模噪声的影响，以及应该如何进行设计。 有趣的是，在 传导频段 ，我们往往 仅利用滤波元件的低频特性抑制EMI ；而在 辐射频段 ，我们通常 还需要对滤波元件的杂散参数进行设计 ，以更好的实现抑制EMI的效果。

大功率、低阻值检流电阻器的基础与应用 检流电阻器的基础知识 电路中的电流检测技术多种多样。其中最简单和最常见的方法之一是使用专用的检流电阻器。如下图所示，这种电阻器有两种用法。其一是图左侧的分流配置，其中大部分电流流经检流电阻器，而已知比例的电流流经电流表。该比例是已知电流表电阻和已知分流电阻的比例函数，因此可以计算出电路中的总电流。其二是图右侧的串联感测拓扑结构，其中所有电流都流经阻值较低的检流电阻器，再用高阻抗万用表测量其两端的电压。这样，电路中的总电流就可以运用欧姆定律轻松计算出来。 图1. 检流电阻器的分流配置与串联配置 很明显在这两种检流电阻拓扑中，电阻器会以热量的形式损耗部分功率。为了尽量减少功率损耗，应该尽量缩小检流电阻器的尺寸，不过这样会增加检测电路中的噪声。为实现令人满意的设计性能，必须谨慎权衡检测精度与功耗。 在选择检流电阻器时，还必须根据高温条件下的二阶效应仔细衡量。器件本身的电阻值会随着温度的升高而增大，如果电阻器无法得到充分冷却，那么必须考虑到在检测过程中的这种非理想状态。同样，当检流电阻器发热升温，达到特定温度后，必须降低容许的总功率损耗。通过仔细选择电阻器结构、封装几何结构和PCB布局等，可减轻温升所带来的不良影响。 检流电阻器的应用 检流电阻器可用在从低电流穿戴式设备到大功率电动汽车等众多应用中。然而，无论在哪种应用中，都适用一些通用的原则。选择电阻器时必须考虑合适的阻抗和检测范围。此外，还要全面考虑电阻因发热而产生的功率损耗问题。下图展示了两种常见的应用，一种用于电流较大的多相电机驱动器，另一种用于低电流的电池监控器。 图2. 用于电机驱动和电池监控应用的分流电阻器 在图2左侧的电机驱动电路中，检流电阻器用于监测经过低边晶体管流经电机绕组各相的电流。差分放大器用于检测感应电压并将其馈送至控制器IC中的模数转换器（ADC）。控制器IC使用该电压反馈来计算电机电流的大小和相位，进而控制晶体管驱动器的时序。 在图2右侧的电池监控电路中，通过专用电池管理IC上的ADC来测量流入和流出锂电池组的电流。这通常用来控制电池的充电，让充电过程遵照特定电流曲线。此外，同一电阻器也可以用来检测电池释放的总电量，为上游用户界面提供剩余电量读数。 大功率检流电阻器的分类 检流电阻器有两种不同的制造方式。第一种是基于传统的厚膜电阻结构，如下图所示，即在陶瓷衬底上印刷电阻膏经过烧结后，用激光调阻使电阻达到目标阻值，再经过涂装和组装，最终制成表面贴装型电阻器。 图3. 厚膜电阻结构 第二种方式是使用金属合金作为电阻结构，将其直接焊接到接触电极上。合金配方对于确定阻值及其热特性至关重要。这种电阻结构具有出色的功率和热性能表现，但其制造成本较高。下图给出了一个示例。 图4. 金属板电阻结构 除基本结构不同外，检流电阻器还具有多种封装形式，以满足不同的应用需求。传统的Top Mount封装形式成本最低，但额定功率也最低。Rear Mount封装形式可以使电阻元件与下层PCB之间直接接触散热，散热性能更出色。最后，长边电极型电阻则采用反向长宽比，这更大程度地扩大了引脚表面积。引脚可以提供良好的散热路径，因此在所有检流电阻器中这类产品的额定功率最高。 ROHM的大功率检流电阻器产品阵容 ROHM提供了丰富的产品阵容，可以满足各种应用对额定功率和电阻值等性能变量的不同需求。下图展示了ROHM的各系列分流电阻器及其性能范围。 图5. ROHM分流电阻器产品阵容 在金属板型分流电阻器领域，ROHM拥有 PSR 、 GMR 、 PML 和 PMR 系列产品。PSR系列主要是0.1mΩ~3mΩ范围的大电流、超低阻值电阻器。GMR系列支持5mΩ~220mΩ的更大阻值范围，并具有优异的温度特性。PM（PML和PMR）系列涵盖的阻值范围更宽，是适用于低功率应用的通用设计。 在厚膜分流电阻器领域，ROHM推出了LTR/LHR和UCR系列产品。LTR/LHR系列电阻器是1W~4W的低功率产品，具有优异的温度特性。LTR/LHR系列进一步优化了温度特性，仍然专注于低功率应用领域。买电子元器件现货上唯样商城。而UCR系列则是适用于0.5W以下应用的通用产品。 ROHM开发并确立了一系列创新型结构和设计技术，打造出性能显著优于普通产品的出色产品群。例如 GMR系列 电阻器的热性能，通过采用ROHM自有的触点结构和特有的合金材料，实现了出色的温度系数。相较于普通产品，在3W功耗耗散功率条件下ROHM产品的表面温度降低了57％。这使得在设计阶段就可以采用更低的温度降额，从而可以节省空间并降低成本。 不仅如此，ROHM还开发出特殊的封装技术，例如长边电极和背面贴装（face-down）技术。如下图所示，长边电极产品优化了散热路径，通过接触散热将热量释放到周围路径中，这样就可以获得更高的额定功率并改进温度降额曲线。 图6. 长边电极式封装提高了热性能 结语 检流电阻器是用来监控众多电子设备中的电流的常见电路元件。ROHM已经开发出多种材料、结构和封装技术，打造了丰富的检流电阻器产品阵容，支持从低功率的通用设计到大电流高精度配置的各种应用领域。用户可根据总功率、总阻值和温度系数，在厚膜拓扑和金属拓扑结构中进行选择。在这些系列产品中，ROHM通过优化长宽比和封装结构，致力于更大程度地降低总成本并减少电路板面积，同时更大程度地提高性能。 -END- KEMET AAR80矩形铝电解电容器，专为电动车车载充电器 (OBC) 所设计 国巨集团旗下品牌KEMET，也是全球电子元件的领先供应商，推出最新的AAR80系列矩形铝电解电容器，符合车规AEC-Q200标准，是专为汽车应用所设计的产品。 AAR80系列最大特色为：具备高容值、良好的纹波电流能力和强大的抗振性、额定工作温度可达105°C。矩形外形使产品有很好的容积效率非常适合模块化设计；大面积的铝壳以及不锈钢外壳，便于搭配散热片使用。 KEMET的焊针式铝电解电容已广泛用于车载充电器稳定PFC直流输出电压的DC-Link电容器。在相同性能的条件下，新推出的矩形AAR80可以实现更小的体积。 产品特色 额定电压：450VDC 电容范围：150-270µF 工作温度：-40~ +105°C 寿命：2,000小时 / +105°C 高达20g的抗振动性能 矩形外形具有良好的容积效率、模块化堆叠和易于散热 AEC-Q200符合车规应用 良好的纹波电流能力 优异的浪涌电压承受能力 可根据要求提供优化设计

SAR ADC 的驱动电路设计存在多个难点，处理不当将导致 ADC 输出码值跳动范围巨大。上周接触到的一个案例就是这样，与工程师检视完原理图，发现工程师是一款仪表放大器直接驱动 16bit 1.5M SAR ADC ，并且模拟电路由 DCDC 直接供电。查阅相应数据手册，开玩笑道“ SAR ADC 驱动的三个坑全占了”！本篇将详细讨论驱动 RC 的用途与设计方法，同时提供便捷化设计工具，并结合 LTspice 进行仿真。 SAR ADC 模型与驱动原理 SAR 型 ADC 输入端电路如图 4.26(a) ，在采集阶段 SAR 型 ADC 的开关 SW+,SW- 连接到地（ GND ），独立电容开关矩阵连接到输入端 , 捕捉 INx+ 与 INx- 输入端模拟信号。采集完成进入转换阶段时，开关 SW+ 、 SW- 断开，独立电容开关矩阵连接到地输入， INx+ 与 INx- 输入间差分电压施加到比较器输入端，导致比较器不平衡，按照二级制加权电压变化实现数字转化。 图 4.26SAR 型 ADC 输入电路及模型 简化的 SAR 型 ADC 模型如图 4.26 （ b ），当开关 S1 闭合 S2 断开，输入信号 Vin 向电容 CADC 充电，电容电压 VADC 到达输入信号 Vin 电压时采样结束，进入转换阶段。 图 4.27SAR 型 ADC 驱动电路 VADC 波形如图 4.28 （ a ）。因此需要驱动电路使电容 CADC 尽快充电，驱动电路需要使用放大器和输出 RC 组成，如图 4.27 。在 S1 闭合时， CADC 没有电荷， VIN 电压瞬间向下反冲，如图 4.28 （ b ）。在放大器与 CFILT 共同向 CADC 提供电荷， VADC 电压逐步上升到与输入电压 VIN 相同时，输入采集阶段完成。 图 4.28 采集阶段 Vin 与 VADC 电压 采集时间 tACQ 由 RFILT 、 CFILT 、 CADC 决定，完成充电的建立时间 t 为式 4-17 。 CADC 电压值 VACD 由电容 CFILT 、 CADC ，以及加载两个电容上的电荷量 QFILT 、 QADC ，为式 4-18 。 由于初始采集时， QADC ， QFILT 为 VIN 与 CFILT 的乘积，反冲电压最低点值为式 4-19 。 而反冲电压为式 4-20 。 由 RC 网络所产生的时间常数τ 0.63 为式 4-21 。 其中， VREF 为基准源参考电压值， n 为 ADC 位数。 根据工程经验，从 VADC 出现反冲恢复到距离 VIN 电压小于 0.5 倍 LSB 电压时，定义为采集时间 tACQ ，该指标可以在 ADC 数据数据手册中找到。所选择的 RC 参数在 ADC 驱动过程中，需要满足采集时间、时间常数、建立时间的关系为式 4-22 。 根据式 4-22 确认 RC 参数值，但上述推论没有考虑如下问题： 1)ADC 采样的带宽为式 4-23 。 所以 RC 参数的选择往往要在带宽和采集时间之间多次迭代计算。 2) 真实放大器的参数中，开环输出阻抗的影响不可忽略， RFILT 需要结合输出阻抗。 3) 由于 ADC 内部采样电容的非线性，当 RFILT 值变大会导致 ADC 采样失真，该失真不能通过降低采样率改善。 因此，高效的设计 SAR 型 ADC 驱动的方法仍然是使用辅助工具和 LTspice 仿真软件。 SRA ADC 驱动辅助工具使用 在 ADI 官网精密信号链设计工具界面，选择“ ADC Driver ”进入 ADC 驱动工具窗口。如图 4.29 （ a ），“ ADC ”项中选择 ADC 的型号，输入采样率值和基准源电压值。在“ Driver ”项中，选择放大器型号和电路结构，输入增益值、反馈电阻值、工作电压值。在“ input ”项选择输入信号类型与输入频率值。在“ Fliter ”项，输入 RC 参数值。在“ Circuit ”窗口查看电路结构图。进入“ Niose&Distortion ”窗口，工具提供电路的 THD 等信息 , 如图 4.29 （ b ）。 图 4.29SAR 型 ADC 驱动电路配置 进入 “ Input Setting ”窗口，工具提供计算电路的反冲电压值， ADC 采集时间、 RC 电路带宽参数，如图 4.30 （ a ）。当 RC 参数配置不良时，在“ Niose&Distortion ”窗口与“ Input Setting ”窗口会提供警告。工具还能够生成 LTspice 电路，在“ Next Step ”窗口下载，如图 4.30 （ b ）。 图 4.30 SAR 型 ADC 驱动电路性 LTspice 仿真 SAR 型 ADC 驱动 如图 4.29 中 ADC 使用 LTC2378-16, 输出速率为 1MSPS, 基准源电压为 5V 。放大器使用 ADA4945-1 ，增益配置为 1 ，电源轨电压为 -0.6V 与 5.6V ， RFILT 为 20 Ω， CFILT 为 3.3nf 。得到反冲电压为 67mV ， RC 建立时间应该小于采集时间 tACQ460ns 。由图 4.30 （ d ）下载仿真的电路如图 4.31 。 图 4.31 LTC2378-16 驱动电路 瞬态分析结果如图 4.32 ，电压从 4.99979 最低跌落到 4.93705V, 反冲电压为 62.74mV,RC 建立时间为 358.5ns 小于采集时间 tACQ460ns ，与预期设计近似。所以读者可以使用在线工具高效 SAR ADC 驱动放大器选型，以及根据具体放大器型号设计 RC 参数进行验证。 图 4.32 LTC2378-16 驱动电路仿真结果 如图 4.31 在电路中，双击进入 LTC2378-16 进入内部电路，如图 4.33 。由 S1 、 S3 控制信号经过电阻 R1 、 R2 ，向电容 C1 、 C2 充电。其中 R1 、 R2 、 C1 、 C2 可由规格书确认。 图 4.33 LTC2378-16 Spice 模型电路 如图 4.34 中 LT2378 输入电阻为 40 Ω，输入电容为 45pF 。根据 ADC 时序操作，设计开关控制的时钟，实现 SAR 型 ADC 的模型。 图 4.33 LTC2378-16 输入模型 综上， SAR ADC 驱动放大器的选型与 RC 电路设计工作是具有极高挑战的，不乏一些经验丰富老司机也会在此栽跟头，所以笔者介绍设计原理，更多的推荐是借助辅助工具设计，以及 LTspice 进行仿真。此外，之前的文章都是以实际器件模型仿真电路性能，通过篇文章抛砖引玉，希望读者能对 LTspice 建模有初步的认识，这也是 LTspice 的重要应用方向。 关注公众号“优特美尔商城”，获取更多电子元器件知识、电路讲解、型号资料、电子资讯，欢迎留言讨论。

旁路电容是电子设计中常用的电容器之一，主要用于过滤电源噪声和稳定电源电压。在实际应用中， 0.1uF 电容器是最常用的旁路电容值之一，那么为什么常用旁路电容是 0.1uF ，不是其他值？这个值是怎么来的？本文将深入探讨这个问题。 电源噪声过滤原理 在电子系统中，电源噪声是一种常见的问题，它会影响系统的性能和稳定性。电源噪声的产生主要是由于电源本身的波动和电子设备内部的干扰。旁路电容的作用就是通过对电源的滤波，减少电源噪声对电子系统的影响，提高系统的性能和稳定性。 在电路中，电容器是一种能够储存电荷的元件，具有良好的频率特性。当电流通过电容器时，电容器会将电流平滑地传递，并将高频的电源噪声滤掉。因此，通过在电路中加入合适的电容器，可以有效地减少电源噪声。 为什么常用的旁路电容是 0.1uF ？ 在实际应用中，旁路电容的选择需要考虑多个因素，例如电源噪声频率、容值大小、 ESR 等。不同的电路设计可能需要不同的旁路电容值。但是， 0.1uF 电容器是最常用的旁路电容值之一。下面从容值大小、成本因素、实践证明等多个方面进行分析： 1 、容值大小 旁路电容的容值大小需要根据具体的电子系统来选择。容值太小会导致电源噪声滤波效果不好，容值太大则会影响系统的响应速度。在实际应用中，常用的旁路电容值范围通常在 0.1uF 到 10uF 之间。 0.1uF 的容值大小适中，能够在一定程度上过滤电源噪声，同时不会影响系统的响应速度。这使得它成为了很多电路设计中的标准值。 2 、成本因素 在实际应用中，成本是一个非常重要的因素。 0.1uF 电容器的成本较低，可以批量生产，并且常见于大多数电子元器件的规格中，因此成为了很多电路设计的选择。 3 、实践证明 在实际应用中， 0.1uF 的电容器已经被广泛地应用于各种电子系统中，并且经过了实践的验证。许多经验丰富的电子工程师也推荐使用 0.1uF 的旁路电容，因为它已经被证明是有效的。 此外，许多现代芯片的数据手册中也推荐使用 0.1uF 的旁路电容。例如， ATmega328P 单片机的数据手册中明确指出：“每个电源引脚都需要一个 0.1uF 的旁路电容器来过滤电源噪声”。这说明， 0.1uF 的旁路电容在实践中确实具有很好的效果。 0.1uF 电容的特性 除了容值大小适中、成本低廉、经过实践证明之外， 0.1uF 电容还有其他一些特性，使得它成为了电路设计中的理想选择。 1 、频率响应 0.1uF 的电容器具有非常良好的高频响应能力。在实际应用中，许多电源噪声的频率都在几百 KHz 以上， 0.1uF 的电容器能够非常有效地滤掉这些高频噪声，提高系统的稳定性和性能。 2 、 ESR ESR 是电容器内部电阻的缩写，它会影响电容器的滤波效果。 0.1uF 的电容器具有较低的 ESR ，可以提供更好的滤波效果。 3 、尺寸 在电路设计中，尺寸也是一个非常重要的因素。 0.1uF 的电容器通常非常小，可以轻松地安装在 PCB 板上，不会占用太多的空间。 结论 在电子设计中，旁路电容是一种非常常见的电子元件，用于过滤电源噪声和稳定电源电压。 0.1uF 的电容器是最常用的旁路电容值之一。它的容值大小适中，成本低廉，经过实践验证，并且具有良好的频率响应、 ESR 和尺寸等特性，使得它成为了电路设计中的理想选择。 当然，在不同的电路设计中，选择旁路电容的值还需要考虑其他因素，如系统工作频率、电源噪声频率、 ESR 等。在实际应用中，电子工程师需要根据具体的情况来选择旁路电容的值，以达到最佳的滤波效果和性能。 关注公众号“优特美尔商城”，获取更多电子元器件知识、电路讲解、型号资料、电子资讯，欢迎留言讨论。