标签: 整流器

变频器作用是为了调速降低启动电流，为了产生可变的电压和频率，该设备首先要把电源的交流电变换为直流电（ DC ），这个过程叫整流。把直流电（ DC ）变换为交流电（ AC ）的装置，其科学术语为 “inverter”( 逆变器 ) 。一般逆变器是把直流电源逆变为一定的固定频率和一定电压的逆变电源。对于逆变为频率可调、电压可调的逆变器我们称为变频器。变频器输出的波形是模拟正弦波，主要是用在三相异步电动机调速用，又叫变频调速器。 变频器通常分为 4 部分：整流单元、高容量电容、逆变器和控制器。 整流单元：将工作频率固定的交流电转换为直流电。 高容量电容：存储转换后的电能。 逆变器：由大功率开关晶体管阵列组成电子开关，将直流电转化成不同频率、宽度、幅度的方波。 控制器：按设定的程序工作，控制输出方波的幅度与脉宽，使叠加为近似正弦波的交流电，驱动交流电动机。 变频器的基本组成 主电路是给异步电动机提供调压调频电源的电力变换部分，变频器的主电路大体上可分为两类：电压型是将电压源的直流变换为交流的变频器，直流回路的滤波是电容。它由三部分构成，将工频电源变换为直流功率的 “ 整流器 ” ，吸收在变流器和逆变器产生的电压脉动的 “ 平波回路 ” ，以及将直流功率变换为交流功率的 “ 逆变器 ” 。 整流器 大量使用的是二极管的变流器，它把工频电源变换为直流电源。也可用两组晶体管变流器构成可逆变流器，由于其功率方向可逆，可以进行再生运转。 平波回路 在整流器整流后的直流电压中，含有电源 6 倍频率的脉动电压，此外逆变器产生的脉动电流也使直流电压变动。为了抑制电压波动，采用电感和电容吸收脉动电压（电流）。 逆变器 同整流器相反，逆变器是将直流功率变换为所要求频率的交流功率，以所确定的时间使 6 个开关器件导通、关断就可以得到 3 相交流输出。 控制电路 是给异步电动机供电（电压、频率可调）的主电路提供控制信号的回路，它有频率、电压的“运算电路”，主电路的“电压、电流检测电路”，电动机的“速度检测电路”，将运算电路的控制信号进行放大的“驱动电路”，以及逆变器和电动机的“保护电路”组成。 1 ）运算电路：将外部的速度、转矩等指令同检测电路的电流、电压信号进行比较运算，决定逆变器的输出电压、频率。 2 ）电压、电流检测电路：与主回路电位隔离检测电压、电流等。 3 ）驱动电路：驱动主电路器件的电路。它与控制电路隔离使主电路器件导通、关断。 4 ）速度检测电路 : 以装在异步电动机轴机上的速度检测器 (tg 、 plg 等 ) 的信号为速度信号，送入运算回路，根据指令和运算可使电动机按指令速度运转。 5 ）保护电路：检测主电路的电压、电流等，当发生过载或过电压等异常时，为了防止逆变器和异步电动机损坏，使逆变器停止工作或抑制电压、电流值。 一般逆变器是把直流电源逆变为一定的固定频率和一定电压的逆变电源。对于逆变为频率可调、电压可调的逆变器我们称为变频器。变频器输出的波形是模拟正弦波，主要是用在三相异步电动机调速用，又叫变频调速器。浏览米思米官网 https:// www.misumi.com.cn / 学习更多电工知识

有源前端整流器 介绍针对电动汽车充电器的最佳SiC功率拓扑和调制决策的设计技巧，利用指导拓扑和调制决策，有助于消除不可行选项，转而关注那些可能表现良好的选项。 【导读】介绍针对电动汽车充电器的最佳SiC功率拓扑和调制决策的设计技巧，利用指导拓扑和调制决策，有助于消除不可行选项，转而关注那些可能表现良好的选项。 ▎引言 ▎ 电动汽车的蓄 电池充电器 需要在电网连接和蓄电池之间进行电流隔离。因此，电动汽车充电器几乎总是有两个级：一个高电能质量整流器，将AC转换为DC；然后是 DC-DC转换器 ，利用高频 变压器 进行电流隔离。 SiC FET和二极管的高开关频率可以满足使用“旧的”和简单的电路拓扑的充电器要求，而这种拓扑在硅基开关器件中是不切实际的。例如，用于单相整流的图腾柱功率因数校正器（TPPFC）和用于三相整流器的无处不在的两电平电压源逆变器（2L-VSI）。 本文概述了许多三相整流器选项中的一些，简要介绍了调制选项，以及功率半导体损耗的比较。 ▎拓扑选择 ▎ 假设我们需要为400或480 VAC线路RMS设计一个22 kW的三相整流器，也称为有源前端整流器（AFE）。这意味着需要功率因数校正，但功率流可以是单向的。成本、谐波失真、效率、尺寸和重量是重要的设计标准。为了实现低谐波失真，需要进行有源功率因数校正。 对于任何有单相PFC经验的人来说，三个独立的助推器可能是一个有吸引力的选择。图1显示了许多可能的实现方法中的两种。 图：1（a）三PFC，（b）三TPPFC 在电动汽车充电器中，每个升压器（booster）必须向单独的隔离DC-DC 转换器 供电，这些转换器输出是并联在一起的。这是一种可行的方法。通过消除输入二极管电桥并使用图腾柱拓扑，可以略微提高传统PFC升压器的效率，其示例如图1（b）所示。 12个功率半导体（一些可能是二极管而不是FET）使得这种方法不那么吸引人，因为在三电平拓扑中，相同数量的器件可以产生成本更低、更小的线路滤波器的好处。 图2：两种简单但不可行的拓扑：（a）二极管桥后的升压电路，（b）带升压电路的线路电感 由于高失真、尺寸、重量和成本，三线电感器之前的三相二极管电桥已经过时。如图2（a）所示，在三相二极管电桥之后添加一个升压开关和二极管，将由于开关频率比线频率高得多而缩小电感器。然而，由于失真，这只在某些情况下有效，因此不可行。 在图2（b）中，与传统单相PFC一样，二极管电桥后的单个升压电路会产生不可接受的谐波失真，约为30%。因此有必要积极塑形每相电流。实现这一点的许多方法之一是在每个线路电感器和分离DC链路之间添加背对背的FET，如图3（a）所示。这是三电平Vienna整流器的一种流行变体，它对所有SiC功率半导体都是高效的 。 Vienna整流器中的SiC二极管具有480 VAC线路输入，额定电压为1200 V，但开关损耗可以忽略不计。每个二极管在FET开关频率下与其对应的FET对进行换向。每个FET必须只阻断一半的DC链路电压，因此开关损耗低，650 V或更高的FET额定电压是可以接受的。 电流在Vienna整流器中完全成形，从而产生极低的谐波失真。作为三电平滤波器，线路滤波器的成本、尺寸和重量更低。功率流是单向的。为了支持双向功率并略微降低传导损耗，在三相电桥中用1200 V FET代替二极管，如图3（b）所示。 图3：（a）改进的Vienna整流器，（b）三电平TNPC 这是三电平晶体管中性点钳位拓扑（3L-TNPC）。它可以在任何功率因数下工作，但作为整流器工作时，桥式FET的开关损耗可以忽略不计。3L-TNPC的PWM策略是将电桥和钳位FET对反相。与Vienna整流器一样，每个钳位FET仅阻断一半的DC链路电压，因此开关损耗较低。 在某些情况下，额外的FET和栅极 驱动器 超过了三电平线路滤波器所降低的成本。通过简单地消除钳位FET，就可以解决这一问题，从而产生无处不在的两电平电压源逆变器（2L-VSI）。2L-VSI只有6个FET，但它可以在任何功率因数下完全塑形线电流，因此它支持双向功率流，谐波失真低。 可以使用三电平NPC和ANPC拓扑，但在这种应用中，它们没有TNPC的优势，尤其是SiC FET的高性能。使用更高的DC链路电压时，需要更多这类拓扑，例如在具有1500 VDC输入的太阳能系统中。 找元器件现货上 唯样商城 ▎调制方法 ▎ 以下推导主要针对2L-VSI，但这些调制方法也适用于3L-TNPC和其他逆变器拓扑。 图4：（a）半桥，（b）正弦三角形参考和载波波形 在半桥中，使用正弦三角调制的DC链路中点z（可能是虚的）的最大输出电压为V_DC/2，如图4（a）所示。无论相脚（phase leg）的数量如何，这都是正确的，因为每个脚都通过正弦三角调制独立于其他脚。换句话说，相脚之间没有切换协调。这意味着三相四线连接很容易使用，如图5（a）所示。 图5：2L-VSI（a）带4线连接，和（b）带3线连接 在三线连接中，如图5（b）所示，DC链路中点z通常是假想的，因为薄膜电容器可以在不串联的情况下支持DC链路电压。车载EV充电器中4线连接的一个优点是能够在单相输入或三相输入下工作。对于单相输入，两相脚的工作原理与TPPFC相同。 图6：三相分压 我们需要知道AC到DC链路电压的范围。推导最大线间电压的一种方法是分压。当A相顶部开关打开，B相和C相底部开关打开时，A相的线到中性点电压，即图6中A点到s点的电压是DC链路电压（电容器两端电压，从p到n）乘以A相阻抗除以B相和C相并联阻抗（A相的一半）加A相阻抗。 因此，A相线到中性点的电压为 。这是负载或电源上可以产生或支持的最大电压。在电感器和s点之间插入平衡的三相电压源会产生相同的结果，因为电压总和为零。利用开关在每个相脚中始终处于相反状态（忽略死区时间）的简单PWM策略，我们通过将开关组合与每个相脚的AC端子处的电压向量相关联来创建空间矢量图。 图7：（a）2L-VSI的空间矢量图，（b）红色为正弦三角采样波形，蓝色为空间矢量，绿色为60°C不连续调制的采样波形 图7（a）中的开关状态由三个字母（或数字）指定，每个相位一个，字母p或n（或数字1或0）对应于图6中的DC链路轨。例如，A相顶部开关接通，B相和C相底部开关接通由pnn指定。2L-VSI共有8个矢量：6个最大电压矢量和2个冗余零矢量。线电压通过平均 参考电压 附近的矢量所花的时间来近似旋转（rotating）参考电压vref。 驻留时间可以使用如图7（a）所示的空间矢量图或如图7（b）所示比较参考和载波波形来计算。关于这方面的文献有很多 ，但本文只涉及正弦三角、常规空间矢量（以下简称SVM）和60°不连续调制（电压峰值钳位，也称为DPWM1）。 为了避免削波（脉冲跳跃）和谐波失真的跳跃，参考向量长度被限制在图7（a）中的内圆（对于正弦三角形），以及SVM和DPWM1中的较大圆。SVM和DPWM1电压增加幅度的物理原因是什么？是因为这些调制方法（以及包括三次谐波注入在内的其他调制方法）导致节点s的平均电压相对于DC流链路以3倍基频（线）频率“摆动”。 这是通过在相位之间共享零状态时间实现的。节点s的移动电位“展平”了SVM和DPWM1参考波形，允许对于给定DC链路电压系数为 的较高线路电压与正弦三角相比。另一方面，每个相位通过正弦-三角调制独立于其他相位，允许节点s的电压相对于DC链路固定，而无需改变调制，从而实现可选的4线连接。 SVM和DPWM1具有降低EMI和更宽输入/输出电压范围的优点。SVM和正弦三角在功率半导体中具有几乎相同的传导和开关损耗。DPWM1的优点是，在每个基本线路周期内，在60°间隔内两次钳位DC链路轨，从而降低开关损耗。这种优势往往超过传导损耗的增加，即使是在快速开关的情况下。 正弦三角和SVM可以很容易地用于Vienna整流器。可以想象，由于二极管电桥，Vienna整流器固有地具有不连续PWM，SiC二极管中几乎为零的开关损耗进一步增强了PWM。可以对钳位FET使用更有限的不连续PWM，但其中的开关损耗已经相当低，因此这里不予考虑。 关于实现，与使用空间矢量图计算PWM驻留时间相比，在 微控制器 中实现SVM和DPWM1参考波形（如图7（a）所示）与三角形载波波形（PWM 计数器 ）的比较可能更容易。如果同时发生跳变，DPWM1波形中的跳变不会导致线路电流失真，因为相电压总和始终为零。这可以通过写入“影子”PWM寄存器来实现，这些寄存器随后会更新到同一时钟沿上的有源PWM寄存器。 ▎效率比较 ▎ 使用在线FET-Jet计算器工具估计功率损耗。对于每个拓扑，相脚或相位的数量为3。以下条件适用。 表1：功率损耗计算参数 表2：功率半导体选择 表2功率半导体选择中的器件选择考虑了成本。在某些情况下，使用不同的器件选择，可以稍微降低功耗。因此，提供了许多器件号，因此可以根据各种应用要求优化权衡。 对于PFC，在线计算器忽略了硅基线路整流器的损耗，因为这些损耗不是由UnitedSiC提供的。因此，进行了自定义计算，包括Diotec Semiconductor典型的1200 V单相整流桥KBPC5012FP的损耗。结果如图8所示。 图8：功率损耗比较 毫不奇怪，三PFC的损耗最高，其次是TPPFC。这主要是因为电流路径中的半导体数量。接下来是采用空间矢量调制的2L-VSI。这也是意料之中的，因为总共只有6个功率半导体，更高的效率通常需要更多的硬件。 一个有趣的例外是，与2L-VSI中的正弦三角或SVM相比，不连续PWM显著降低了功率损耗。Vienna整流器优于配备DPWM1的2L-VSI，但在全功率下，它们的功率损耗大致相等。带有SVM的3L-TNPC的功率损耗仅略低于Vienna整流器，而DPWM1的效率明显更高。 这些结果只需几分钟就能收集到。可以进行进一步的优化，预计计算结果与实际结果之间会有一些差异是合理的。撇开免责声明不谈，这些趋势是明确的，有助于指导拓扑和调制决策，至少有助于消除不可行的选项，转而关注那些可能表现良好的选项。 www.unitedSiC.com 参考文献 J.W. Kolar, T. Friedli, “The Essence of Three-Phase PFC Rectifier Systems”, Proceedings of the 33rd IEEE International Telecommunications Energy Conference (INTELEC 2011), Amsterdam, Netherlands, October 9-13, 2011 C. Grahame Holmes, Thomas A. Lipo, “ Pulse Width Modulation for Power Converters, Principles and Practice”, IEEE Press and Wiley-Interscience, ISBN 0-471-20814-0, Copyright 2003 注：Jonathan Dodge是UnitedSiC P.E. * 本文由PSD翻译，并转自PSD

华为网络电源基于高效节能的理念设计，出于对ICT领域和客户需求的深刻理解，华为网络能源融合电力电子技术、数字信息技术、网络通信和物联网技术，推出了全系列可靠、高效、简单、智能的网络化能源产品与解决方案。华为网络电源产品涵盖10W~15KW的输出功率范围，服务全球150多个国家和地区， 为客户提供全面的电源模块整流模块产品服务、技术支持、选型方案 R4815G1 整流模块   R4815N1 整流模块   R4830G1 R4850G1 R4815G2G R48100G1 S6050G1 R24050G1 R33640G1 高功率密度的AC-DC整流模块，最大输出功率15KW，整流模块采用隔离设计的CAN通信接口，与监控模块之间的通信采用CAN通信协议，通过监控模块科对整流模块实现调压、限流、单模块开关机等功能 深圳德意志工业 GWAPOWER

有人叫我去帮助一位年轻同事设计一个即将投产的产品。其电路有一个连接到运放虚拟接地的检波器,用于将检波器的电流转化为电压。检波器阻抗只有大约1 kΩ，而反馈电阻值是100 kΩ。因而，虽然运放电路起到了互阻放大器的作用，但也是一个增加了100,000 的电压放大器。这台设备应与电池或代电池一同工作。我们在整个输入电压范围内（从几乎没电的电池电压到代电池可能达到的最高电压）做了测试。但直到项目晚期，我们才试用了代电池。当我们连接代电池时，却看到了约为100 mV的转移。 有很多理论可以解释其原因。一名工程师将其归咎于盒子内部涂层的击穿现象；还有人则认为是因为相同涂层上发生的神秘漏电；另外有人认为是射频整流，相信用一些铁氧体磁珠和“好”电容器就会解决此问题。 我从故障着手，反向查找原因，经计算得出，运放接地电压和检波器接地电压之间仅需1-μV的压差。我问那个做设计的年轻同事是否采用了真正的单点接地，他信誓旦旦地说是的，还给我发送了一份设计图复件证明此点。我拿着复件找到他，问ADC、检波器和运放的非反相输入端的接地点在哪里，他说每个接地点都不同。 我说：“这可不是准确的单点接地。”这位年轻同事转了转眼珠说，他做的单点接地更好：他为模拟部分设计了一个实心铜箔地层。公共点在ADC处。整个模拟地层仅承载100μA电流，不可能超过1μV。模拟地层实际上就等效于一个单点地。 我问他：“你有没有一台有问题的设备，可以让我琢磨琢磨？” 他说：“一百台都有，我得把它们全改好。我正在研究排除软件中的错误。你可以拿一台，但拜托别搞坏了。” 我说：“那告诉我如何看到这种效果”，并从边上拿了一台4位半的数字电压表，把它放在100-mV量程上。 年轻人笑了下：“你用它什么都看不到。它只有10-μV分辨率。” 我在所谓单点模拟地层上发现2点有30μV压差，这也抵得上忍受他所投来的轻蔑眼神了。当我把代电池断开时，差值随即消失了。 解决方案很简单。因为ADC是差分输入，我们就把其反相输入端连接到运放的非反相输入端；把检波器的接地连接移到运放的非反相输入端。即使其接地不是大的接地 ，设备也不会出现故障。 结果看来是这位年轻人无意间将代电池的返回线接到了模拟地层，而不是数字地层。当代电池为整台设备供电时，全部负载电流都流经模拟地层，从而在旧的检波器地和运放地之间产生了一个大约1μV的压差。 我的同事遇到了两个同时作用的效应：极微的1 μV地电压和检波器低阻抗，这把他的互阻放大器变成了一个高增益电压放大器。 《电子设计技术》网站版权所有，谢绝转载

　 　1.概述 　　传统的PWM控制技术多用于两电平电路的驱动控制，其主要方法是正弦脉宽调制（SPWM），调制波为正弦波，依靠三角载波和调制波的比较得出交点实施控制，其电压利用率低，谐波含量大。而随着微处理器技术的发展和多电平电路的出现，涌现出很多新的控制方法，如优化PWM方式、滞环电流控制方式、空间电压矢量控制方式等等。其中，空间电压矢量控制通过合理地选择、安排开关状态的转换顺序和通断持续时间，改变多个脉冲宽度调制电压的波形宽度及其组合，达到较好的控制。相对SPWM控制，具有电压利用率高、谐波含量小、大大改善了系统的静态和动态性能，具有结构简单、容易实现、控制精度高等特点。本文采用空间矢量控制的控制策略，并对整流电路采用电压外环PI和电流内环PI控制相结合的方法，建立三相电压型PWM矢量控制方案的仿真模型，并对其进行分析研究。 　　 2.三相电压型PWM整流器控制方案 　　图1为三相电压型PWM整流器空间矢量控制框图，它由主电路和控制回路两部分组成。其中，控制回路主要由输入电流和输出电压检测、坐标变换、PI控制器和SVPWM脉冲产生等部分组成。其原理如下：三相交流电通过三相电压型整流电路整流为稳定的直流电压。同时，控制回路对主电路的输入电流和输出直流电压进行检测，一方面，将检测值 与给定值 进行比较后送入PI控制调节器，输出值与电流 比较并将其输出送入PI控制器变为电压信号，再经坐标变换送入SVPWM脉冲产生单元，完成电压闭环控制；另一方面，将检测的输入电流经坐标变换与给定电流 比较，送入PI控制器变为电压信号，再经坐标变换送入SVPWM脉冲产生单元，完成电流的闭环控制。矢量控制单元通过矢量运算，生成所需要的PWM波，控制双向变换器，达到输出电压的稳定和输入侧交流电流的正弦化。 图1 三相电压型PWM空间矢量控制方框图 　　控制系统框图中的PI控制模块、坐标变换模块和矢量控制模块的工作原理参考文献1，其具体参数需要在仿真中确定。 　　 3.空间矢量控制的PWM整流器仿真模型建立和分析 　　3.1仿真模型的建立 　　利用Matlab/Simulink软件包，根据控制框图建立仿真模型。仿真模型主要包括主电路模型、控制电路模型和功率因数计算模型等。 　　(1) 主电路模型 　　主电路仿真模型如图2所示。它主要由输入电源模块、三相整流器模块和一些电压、电流测量单元组成。 图2主电路模型 　　(2) 控制电路模型 　　控制电路仿真模型如图3所示。它主要由PI控制器模型、坐标变换模型以及矢量控制器模型等部分组成。其中，坐标变换和矢量控制器仿真模型的建立主要根据矢量控制原理搭建而成 ，其仿真模型如图4所示。 图3控制电路模型 图4 SVPWM仿真模型 　　(3) 功率因数计算模型 图5 功率因数计算模型 　　 3.2仿真结果 　　根据上面搭建的仿真模型，给定仿真参数假定如下：交流侧输入为三相260V交流电压，交流侧电感取3.4mH，直流侧滤波电容为1000µf，给定直流输出电压为650V，开关频率10KHZ，负载电阻为40Ω。在t=0.05s时，突加负载使负载电阻由40Ω变为20Ω。仿真结果如下所示。 图6 输入a相电压和电流稳态波形             图7 输出直流电压稳态波形 图8 功率因数响应曲线 图9 输入电流随负荷波动曲线  图10 输出直流电压随负荷波动曲线 　　 4.结束语 　　根据电压空间矢量控制的基本概念和控制框图，建立三相电压型PWM整流器空间矢量控制的仿真模型，并对每个模块进行详细的分析。从图6～图8可以看出采用这种控制方案输出直流电压响应速度快，输入交流侧电流波形为正弦波且与输入交流电压相位相同，基本实现了单位功率因数。另外从图9和图10可以看出，当突加负载时，整流器输入侧电流幅值变大并有少许的波动，但很快就恢复为正弦波，同时输出侧直流电压降低，但很快也恢复到给定的650V直流电压。通过仿真结果可以看出采用空间矢量控制的整流器具有很好的动态特性和稳定性。