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MPS | 利用滤波电容与电感抑制辐射EMI --- 特性分析与设计方法 美国佛罗里达大学电子与计算机工程系终身正教授，IEEE Fellow (IEEE 会士) --- 王硕老师，以一个双有源桥变换器为例，分享了滤波元件的特性与设计方法。 利用滤波电容以及电感来抑制EMI是常见的降噪手段之一。 对于辐射EMI来说， 滤波元件的阻抗特性是怎样的呢？ 而我们又应该如何进行设计呢？ 美国佛罗里达大学电子与计算机工程系终身正教授，IEEE Fellow (IEEE会士) --- 王硕老师，以一个双有源桥变换器为例，分享了滤波元件的特性与设计方法。 一、 双有源桥变换器的辐射EMI模型 图1 双有源桥变换器的拓扑与实物图。 图1为双有源桥变换器的拓扑以及实物图。从图1中可见，输入和输出各有一段导线。根据我们之前的分享可知， 变换器的输入与输出线相当于一对双极天线（Dipole Antenna） 。这个高频的共模电压会在输入、输出线上激励出高频的共模电流 I A ，并以电磁场的形式向外辐射能量。如图2（a）所示，天线的能量可以看成以下几部分：一部分在两极之间相互转换，并不辐射到空间去，这部分无功对应的阻抗可以用 jX A 表示；一部分是发射出去的能量，用 R r 来表示；最后一部分是天线上的电流在其本身电阻上产生的损耗，以 R l 表示。而变换器的模型则可以通过一个等效噪声源 VS 和 源阻抗（实部R S 和虚部X S ） 来表示。因此，一个通用的辐射EMI模型即可通过图2（b）的形式来表示。 图2 (a)双极天线辐射原理；(b) 变换器辐射EMI模型 因此，共模电流 I A 的幅值可以根据图2（b）得出： 其中 R A 为 R l 与 R r 之和, K I 为电流系数。显然， K I 与共模电流成正比。 在辐射EMI测量中，实际测到的是变换器在一定距离外的某点产生的电磁场强度。以电场为例，在距离变换器为r的位置，电场强度的最大值 E max 可以由（2）式得到： 其中， V S 代表噪声源， η 为波阻抗， D 为方向性，表示该方向上的最大功率密度与半径为r的球面平均功率密度之比， K E 为电场强度系数。显然， K E 与辐射电场强度成正比。 天线阻抗和变换器的阻抗都可以通过测试得到，具体的方法可以参考之前的讲座（ 点击观看： 高频共模电流、电压和阻抗的测量 ）。 二、辐射EMI尖峰产生的原因 现在让我们分析下 K I 和 K E 的表达式。如式（3 - 4）所示，由于 X S 和 X A 既可能是容性又可能是感性，它们有可能会相互抵消，此时如果 R S + R A 较小，则会在频谱上面观察到一个尖峰。 图3为双有源桥变换器源阻抗和天线阻抗的测量结果。我们可以看到 X S 和 X A 的曲线一共发生了四次交越，但只有当它们相位相反时，才意味着这两部分是抵消的（①和②处）。另外，由于在②处， R A 有近千欧姆，因此此时不太会出现尖峰；相比之下，①处的 R A 仅约100欧姆。①处的频率约为 167MHz 。 图3双有源桥变换器源阻抗和天线阻抗 图4所示为 K I 和 K E 的曲线，以及共模电流和辐射强度的实测值。从图4中可以看到，在 167MHz 处，由于 X S 和 X A 抵消且 R S + R A 较小，我们确实可以观察到一个尖峰。且实验结果也可以验证这一点。 图4（a）K I 和K E 的计算结果（b）共模电流和辐射强度的实测值 三、共模电感对辐射EMI的影响 及其设计方法 为了抑制辐射EMI，一种常见措施是在输入或输出端加一个共模电感。电感的高频模型一般需要考虑其等效电容（ C P ）以及等效电阻（ R P ）的影响（如图5所示）。在辐射模型中，为了模型的简化，可以将电感的模型写成电阻（ R CM ）与电抗（ X CM ）的串联形式，并合并到之前的辐射模型中，此时 R CM 与 X CM 都会随着频率变化。而模型中的电流系数及电场强度系数也修正为式（5-6）。 图5 共模电感的模型及考虑电感后的辐射模型 由此可见，共模电感对辐射有三个影响：（1）辐射的谐振频率将会偏移；（2）系数中的电阻将会变大；（3）系数中的电抗发生了变化。我们将从电抗和电阻分别分析。 电感的电抗是可正可负的，根据图5的模型可知，若频率小于 f CM ，则电感表现为感性（ X CM 为正）；若频率高于 f CM ，则电感表现为容性（ X CM 为负）。 f CM 即为电感的自谐振频率，其表达式如（7）所示： 对于电抗 X CM 来说，在原先的谐振频率（167MHz）处，若 X CM 为负（容性），则新的谐振频率将变高；若 X CM 为正（感性），则新的谐振频率将变低。由于频率低时噪声源 V S 较强，我们往往不希望频率下移，因此应当合理选择电感，使得此时 X CM 为负。另外，我们需要避免加入电感后，在更低频的地方产生一个新的谐振点。由于天线阻抗 X A 在低频时表现为容性，因此，当频率低于 f CM （即 X CM 仍为感性）的时候， X CM 的值应始终小于 X A ，以避免发生阻抗交越。 对于电阻 R CM 来说，可以证明，其最大值位于 f CM 处，因此，可选择合适的电感使得 f CM 尽可能靠近新的谐振频率处，以避免此处产生尖峰。 图6（a）即为一个符合以上条件的共模电感的阻抗曲线。图6（b）则比较了加入共模电感前后， K I 和 K E 的曲线。在电路中串联了共模电感后， K I 和 K E 降低了约 13dB ，可见效果显著。 图6 （a）共模电感阻抗曲线 （b）有无共模电感时的K I 和K E 的比较。 图7为电路中有、无共模电感时，共模电流和辐射EMI的测试结果。从结果中明显可以看到， 加入共模电感可以抑制此前EMI的尖峰 。而实际结果也符合 K I 和 K E 的变化幅度。在增加了共模电感后， 167MHz 的噪声基本满足标准，但裕度较小； 30MHz 处仍然高于标准。此时我们也可以考虑利用其他的滤波元件进行抑制。 图7 有、无共模电感时的共模电流和辐射EMI对比 四、 Y电容对辐射EMI的影响及其设计方法 另外一种常见的抑制EMI的手段时在输入和输出直流母线上跨接一个Y电容。用同样的分析手段，我们可以将其等效为电阻（ R Y ）与电抗（ X Y ）的串联形式，如图8所示。 图8 考虑Y电容后的辐射EMI模型 通常来说， Y电容的等效串联电阻 R Y （也即通常所说的ESR）是非常小的，可以忽略。此外，只有当Y电容的阻抗显著小于天线阻抗的时候，它才能起到旁路EMI噪声的效果，因此我们可以假设 X Y ≪ X A ，在这两个假设下，我们可以得到修正后的电流系数及电场强度系数如下： 由于我们需要在 30MHz 以及 167MHz 进一步抑制EMI噪声，我们分别在这两个频段进行分析： 根据图3的阻抗曲线， 30MHz处X A ≫ R A , X S , R S 。因此，比较 K I,Y 与 K I （或 K E,Y 与 K E ）可知，Y电容的插入损耗如式（10）所示： 为了有效抑制EMI， 插入损耗应该小于1，且越小意味着效果越好 。这意味着 |X Y |需要小于|X S | ， 且|X Y |应尽可能小 。根据图3中的测量值，为使得插入损耗小于1，若 X Y 在 30MHz 时为 容性 ，则其容值应 大于86pF ，若 X Y 在 30MHz 时为 感性 ，则其感值应 小于327nH 。 同理，在 167MHz 时，由阻抗曲线可知 R A ≫ X A , X S , R S 。因此，通过化简，我们发现插入损耗的表达式与（10）是一致的。经过类似的分析，我们发现，若 X Y 在 167MHz 时为容性，则其容值应 大于30pF ，若 X Y 在 167MHz 时为感性，则其感值应 小于30nH 。 结合以上两个频率段的需求，我们选择了两种可行的Y电容，其阻抗曲线如图9所示。左图为一个 100pF 的Y电容，右图为 470pF 的Y电容。显然，在 30MHz 时， 470pF 电容的阻抗更低，对于EMI抑制效果更好；而在 167MHz 时， 100pF 电容则有更好的表现。 图9 Y电容的阻抗：左图为100pF，右图为470pF 图10（a）对比了不同Y电容对于 K I 和 K E 系数的影响。显然，100pF和470pF的Y电容都可以有效抑制EMI。而且，100pF对于167MHz的效果比较明显，而470pF则对于30MHz的频段更有效，这也与之前的理论分析相符合。 而图10（b）的EMI测量结果也对于相关的理论分析进行了进一步的验证，在使用不同的Y电容时，辐射EMI在不同频段会有不同程度的降低，且降低的幅度也均符合预测的结果。由此可见， 对于辐射EMI的设计，可以通过调整滤波元件，达到针对某一频段进行抑制的效果 。 图10 （a）有、无Y电容时的K I 和K E 的比较（b）有、无Y电容时的辐射EMI对比 五、LC滤波器设计的原则 最后，当电路中同时有LC滤波元件的情况下（如图11所示），其设计要遵循我们之前分享过的“ 阻抗不匹配 ”原则。当 源阻抗较小 时，可 串接阻抗较大的滤波电感 ；若 负载阻抗较大 时，可 并接阻抗较小的旁路电容 。 图11使用LC滤波器时的设计方法 在本笔记的结尾，让我们对王硕老师的分享一下总结。 王教授首先回顾了辐射EMI的基本模型，之后介绍了辐射EMI尖峰的产生原理。并以一个双有源桥变换器为例，说明了共模电感和Y电容对共模噪声的影响，以及应该如何进行设计。 有趣的是，在 传导频段 ，我们往往 仅利用滤波元件的低频特性抑制EMI ；而在 辐射频段 ，我们通常 还需要对滤波元件的杂散参数进行设计 ，以更好的实现抑制EMI的效果。

MPS | 浅谈 POE 握手协议 生活中，我们会接触到很多电子类产品，而它们都离不开供电，供电的方式多样。 生活中，我们会接触到很多电子类产品，而它们都离不开供电，供电的方式多样。 今天我们就来介绍一种别样的供电方式：POE 供电。 POE（Power Over Ethernet），即通过网线由 PSE（Power Souring Equipment）端设备向 PD（Power Device）端设备供电。 现在越来越多的应用都采用 POE 供电，比如我们常见的 POE 供电设备---POE 交换机，以及受电端设备---无线 AP，IP 摄像头以及 IP 电话等。 那为何这么多应用都采用 POE 供电呢？ 主要是因为 POE 供电有如下几点优势： 简化布局，节约成本 多设备远程管理 安全可靠 不同功率下的网口供电模式 在讨论 POE 供电握手的过程之前，我们先了解下网口内部的排线结构。 网线内部是四对双绞线，其中1,2和3.6线对是传递数据信号的，剩下的4.5和7.8线对是空闲线对。 IEEE 802.3af/IEEE802.3at 采用2线对供电 Alternative A(Mid-Span): 利用信号线(1,2,3,6)同时传递数据信号和48V电源； Alternative B(End-Span): 利用空闲线(4,5,7,8)传递48V电源。 IEEE 802.3bt 30W功率采用4线对供电。 标准 POE 的供电过程 了解完网线的家底，接下来我们就进行友好的连线啦！ 标准的POE在正式供电之前，会经过检测（Detection），分级（Classification），启动(Start-up)三个阶段。 0 1 检测（Detection） 连线的第一步是检测（Detection）阶段，是为了检测待供电的设备是否是标准的POE供电设备，这样可以保证48V电压不至于直接加在非PD设备上，保证设备的安全供电。 在检测阶段，PSE 会给出两组2.7~10.1V的电压，通过测到的电流去判断PD设备的特征电阻（Rdet）是否在协议的范围内，只有特征电阻在协议标准范围内，才会被判定为支持POE供电的设备，然后进入下一阶段。 0 2 分级（Classification） 此阶段主要是为了确定 PD 设备的功率等级，这一阶段的 PSE 会向 PD 端给出14.5~20.5V的电压，通过检测的电流对 PD 设备的功率等级进行分类。其中 class0~3 等级只会给一组电压检测功率等级，后面就开始启动过程；而 class 4 等级会给两次电压确定功率等级，然后才会开始启动后续的供电过程。 0 3 启动 (Start-up) 启动阶段主要是给 VDD 和 RTN 之间的电容进行充电，因协议限制了此阶段的最大允许浪涌电流（Inrush current），所以会限制通过 RTN 到 VSS 之间 MOS（Pass Switch）的电流，达到软启的目的，直到VDD和RTN之间的电容充电到指定值，才会完全打开RTN到VSS的 Pass Switch 进行正常的 POE 供电。 IEEE 802.3 af/at/bt 握手协议对比 BT 协议相对于 at 协议不同点在于分类（Classification）阶段，因 BT 协议包含8个class等级，所以分类 (Classification) 阶段会根据 class 的等级进行多次分类以确定 PD 端的功率等级。 对应到电路图中，BT 协议会有两个 Class 电阻，而 af/at 协议只有一个 Class 电阻。其他阶段是类似的。 IEEE 802.3 af/at/bt POE 应用场合 前面介绍了 af/at/BT POE 握手协议的区别，那大家了解这三种 POE 在终端产品应用上又有什么侧重吗？ 其实 MPS 也是有支持这三种 POE 协议的 IC 的，且应用非常广泛，比如： MP8007 和 MP8017 是只支持 af 协议的 POE，它们主要应用上 IPC 上； MP8009 是支持 af/at 协议的，这种功率稍微高一点的多用在企业 AP 上； MP8030 是可以支持 af/at/BT 协议的，这么高功率的可以用在一些小基站，或者需要加热的球机上面。

MPS与芯驰科技联手打造智能座舱解决方案 智能汽车座舱中通常都配备多种可增强驾驶体验的功能。例如，全液晶中控屏和高清显示屏可以让用户体验更流畅、更简单；驾驶员通过语音识别功能可以拨打电话，还能实现智能导航；高品质的音响和氛围灯，就可以拥有观影和听音乐的沉浸式体验。此外，无线下载 (OTA) 技术能够将驾驶员的手机与车载系统无缝连接；智能座舱甚至可以监控驾驶员状态，提供紧急路况预警，驾驶也更加安全了。 汽车智能座舱不仅是功能强大的出行助手，也是连接用户与数字智能的桥梁。消费者与车辆之间频繁、密切的接触均通过座舱体现；通过座舱系统，消费者能够具体地看到汽车越来越智能、越来越创新。 根据 iCVTank 的数据，2020 年全球智能座舱市场价值 231 亿美元，预计到 2026 年将达到 440 亿美元。其中以车载信息娱乐市场规模最大，占比达到 64.3%；其次是占 27.05% 的座舱显示系统和占 4.62% 的抬头显示系统。在影响用户购买决策的关键因素（如功率、空间和价格）当中，座舱的可配置性已成为重要的考量因素。 本文将通过介绍 MPS 与芯驰科技联手合作的参考板，探讨汽车智能座舱解决方案的硬件支持系统，另外还将讨论三个关键的电源方案，包括一级电源、二级电源以及背光驱动方案。 汽车智能座舱的计算能力 2021 汽车智能座舱白皮书 指出，主 SoC 的计算能力是决定座舱功能与性能的关键。而中央处理器 ( CPU ) 的计算能力主要通过每秒百万条指令（Dhrystone DM IPS ）来衡量，DMIPS 是指每秒处理多少百万机器语言指令。为了满足不断延展的应用覆盖范围，CPU 的计算能力要求也日益增长。截至目前，超过 20kDMIPS 的 SoC 足以满足智能座舱处理器的要求，并且需求还在不断提高。 汽车智能座舱可以提供多种功能，包括抬头显示系统、视觉感知系统和语音交互系统等。图 1 对智能座舱系统的典型功能给出了概览。 图 1: 智能座舱的典型功能 我们将通过高性能的芯驰 X9 芯片来探索智能座舱解决方案的硬件架构（见图 2）。 图 2：芯驰 X9 系列座舱芯片（图片来源：芯驰科技） X9 系列处理器是芯驰科技面向新一代汽车电子座舱的车规级芯片。该系列新型智能座舱技术集成了高性能 CPU、图形处理单元 (GPU)、AI 加速器、视频编解码处理器以及其他加速单元。单个 X9 处理器可同时驱动多达 10 台高清显示器（如仪表盘、中控台、后视镜和后排娱乐系统），并支持多屏共享与交互，以满足未来汽车智能座舱的功能需求（见图 3）。X9 处理器还集成了丰富的 接口 和总线协议，如 PCIe、USB、CAN-FD（弹性数据速率控制器局域网）和以太网。因此，该系列处理器能够以低成本无缝衔接各类车载系统。 图 3：芯驰科技最新 X9U 可实现“一芯十屏” X9 系列包括 X9E、X9M、X9H、X9HP 和 X9U。这些处理器配备了不同数量的 CPU 和 CPU 内核，最大算力达到 100k DMIPS，覆盖液晶显示屏（ LCD ）仪表、中控导航、高端智能座舱等多种座舱应用场景。此外，X9 全系列均兼容多种软硬件，可以帮助客户降低开发成本，缩短开发周期，而且一次设计就可适用于不同模型的应用。 MPS 与芯驰科技联手开发 X9H 参考板 X9H 是 X9 系列中的高性能型座舱芯片，采用 6 核 A55 外加数个 R5 核，CPU 算力高达 36K DMIPS，GPU 算力高达 140 GFLOPS。MPS 与芯驰联手合作开发的 X9H 参考板，可以实现多达 4 屏联动的智能座舱解决方案。该参考板的输入端直接由 12V 电池 供电。由于 SoC 的供电轨通常多为低于 1V 的电压等级，因此建议采用两级电源方案以提高系统转换效率，同时应对冷启动和抛负载情况下的电池电压波动。 一级电源方案 一级电路采用 MPQ4436-AEC1 将 12V 电源转换为 5V。MPQ4436-AEC1 是一款频率可调的汽车级同步降压 开关稳压器 ，其最大输入电压 (V IN ) 为 45V，最大输出电流 (I OUT ) 为 6A， 同时支持并联配置（参见图 4）。 图 4：MPS 一级电源方案：MPQ4436-AEC1 MPQ4436-AEC1 的功能特性描述如下： ● 4mm x 4mm 超小封装尺寸减小了布板面积； ● 超高转换效率支持舱内复杂环境的散热； ● 动态性能为后级电路提供了稳定的输出； ● 支持多颗并联的可拓展性增加了客户设计的灵活性和平台的传承性； ● 丰富的内部保护功能确保了系统可靠性，如带打嗝模式的过流保护（OCP）和输入欠压保护（UVP）。 还有具有展频功能(FSS)版本的 MPQ4436A-AEC1，展频功能可降低系统的 EMI 干扰，降低客户整板的 EMI 设计难度，客户可以根据需求灵活选择。 二级电源方案 MPQ217x 汽车级开关稳压器系列可实现与 X9E、X9M 和 X9H 之间灵活的引脚对引脚兼容。该系列稳压器包括 MPQ2177-AEC1 (1A I OUT )、MPQ2178-AEC1 (2A I OUT ) 和 MPQ2179-AEC1 (3A I OUT )，这些器件均支持不同平台中的统一硬件布局。 以 X9H 为例，根据不同 SoC 电源轨的电流要求，其二级电路由多个 MPQ2179-AEC1 和 MPQ2167A-AEC1 （6A I OUT ）组成。 图 5 显示了二级电源解决方案的系统架构。 图 5：二级电源解决方案系统架构 采用 MPQ2179-AEC1 和 MPQ2167A-AEC1 实现的二级电路具备如下优势： ● MPQ2179 和 MPQ2167A 是专门针对 5V 应用如信息娱乐系统、ADAS、摄像头和智能座舱等设计的，这些应用均要求快速瞬态响应、超低噪声、高精度输出以及良好的散热性能。 ● 采用 MPS 最新的 Bipolar-CMOS-DMOS (BCD) 低 电阻 工艺，再结合先进的倒装芯片封装工艺，可实现较高的系统效率。 ● MPQ2179-AEC1 的 2.4MHz 高开关频率 (fSW) 减小了电感尺寸，避开了 AM 无线电频段，而且降低了对汽车无线电频段的干扰。 ● MPQ2167A-AEC1 采用小尺寸 (3mmx3mm) 封装，其工作频率可通过外部电阻设置，最高可达 2.2MHz。该器件还集成了丰富的保护功能，包括逐周期过流保护（OCP）、输出短路保护（SCP）、输入欠压保护（UVP）和输出过压保护（OVP）。 背光驱动方案 X9H 最多可支持四路全高清显示，其屏幕点亮和调光均需要背光驱动芯片。以 MPQ3364-AEC1 为例，该器件为一款升压 WLED 驱动器 ，最大工作频率为 2.2MHz，每通道最大驱动电流为 150mA，可支持高达 50V 的最大输出电压 (VOUT)（参见图 6）。 图 6：MPQ3364-AEC1 典型应用功能框图 MPQ3364-AEC1 的功能特性描述如下： ● 支持 I 2 C 接口，且芯片本身支持 3 个 I 2 C 地址，同一条 I 2 C 总线可以支持挂 3 颗芯片，方便使用时对多颗芯片进行配置； ● 提供三种可用调光模式：脉宽调制（PWM）调光、模拟调光和混合调光（PWM 和模拟调光），可通过外部引脚进行选择。PWM 调光比和模拟调光比分别达 15000:1 和 200:1 ，精细的调光比可实现屏幕亮度的微调。 ● 支持逐周期电流保护、LED 开路保护和短路保护（SCP）、电感短路保护（SCP0）、输出过压保护（OVP）和过温保护（OTP）。丰富的内部保护功能确保了背光驱动系统安全可靠的运行。 图 7 展示了 X9H 参考板的多屏交互解决方案，其中面板由 MPQ3364-AEC1 驱动。 图 7：X9H 参考板的多屏交互解决方案（资料来源：芯驰科技） 结语 汽车智能座舱中 SoC 的技术进步对计算能力、主频和动态响应速度提出了更高的要求。与此同时，它还要求单 Phase 或多 Phase 的输出电流等级更高。这些因素的综合将对电源芯片的选择与设计带来新的挑战。买电子元器件现货上唯样商城 为应对这些挑战，MPS 与芯驰科技联手开发 X9H 参考板，共同打造出一款智能座舱解决方案。本文介绍的两级供电方案不仅可以提高系统的转换效率，还能支持电池电压的波动，同时还提供了背光驱动方案。随着汽车电源行业的持续发展，MPS 不断创新并推出极具竞争性的产品组合，引领了智能座舱的变革。

微步进真的那么好吗？ 步进电机常被用于定位，它们性价比高、易于驱动，可用于开环系统，且无需像伺服电机那样提供位置反馈，因此非常适用于小型工业机器，例如激光雕刻机、3D 打印机和激光打印机等办公设备。 同时， 步进电机 的品种也非常繁多。对于 工业应用 来说，每转 200 步的两相混合式步进 电机 最为常见。这里的 “混合” 是指它利用永磁体和带齿铁转子的工作方式（例如可变磁阻电机），而 “200 步” 则指电机每步移动 1.8°，该步数为转子和定子上齿数的函数。 本文将聚焦这种最为常见的两相混合式步进电机进行阐述。图 1 即为典型的两相混合式电机。 图 1：典型的两相混合式步进电机 微步进 步进电机的步进值可以设置为小于整步，称为微步进。它通过调节绕组电流来实现，使转子可以定位于整步之间。设计人员几乎可以定义任何大小的微步进，因为其步进值仅受制于驱动绕组电流的数模 转换器 (DAC) 和放大器的分辨率，所以1/256 分辨率，甚至 1/1024 分辨率都很常见。 然而，实际上对大多数的机械系统来说，这种精细的微步进并不总能提高定位精度，还有很多其他因素都会对性能产生负面影响。 固有误差 微步进中的角度误差有几个来源。一是电机本身的缺陷，如机械和磁性方面的缺陷。没有电机会拥有完美的正弦电流-位置传递函数。即使能够向电机施加完美的正弦和余弦电流，电机的运动也不可能是绝对的线性。 另一个误差源是步进电机控制器的电流调节精度。典型的步进电机IC 只能精确到满量程电流的 5%左右。另外，两个通道之间的电流调节匹配度也可能并不完美。这些不精确的因素都会降低定位的精度。 有关这些误差的更多信息，请参阅应用说明 《Understanding MP6500 Current Control》. 步进电机扭矩 步进电机均具有额定的保持扭矩。保持扭矩是将电机从整步位置拉开所需的扭矩，也是电机移动一整步时能够产生的扭矩。在每一个整步之后，齿都会与最小磁路对齐，从而产生强大的扭矩。 增量保持扭矩=(整步保持扭矩)×sin(90°/X) 上式中的X代表微步进的步数。 举例来说，对 1/8 步而言，增量扭矩约为整步扭矩的 20%；对1/32 步而言，增量扭矩仅为整步扭矩的 5%。 对运动控制系统而言，它代表在执行微步进时实际要达到的预期位置，电机上的扭矩负载必须远小于电机额定保持扭矩。 实验室测量 我们通过几个实验来测试微步进的定位精度。实验室装置使用了安装在步进电机轴上的第一表面镜和一个激光器。首先，光束通过镜面反射到实验室的另一端，距离约为9米；然后我们测量激光束的仰角，并计算角度。精度测量主要受限于光束高度的测量精度；±1mm的高度对应±0.006°的精度。 用于实验的电机为典型的混合式电机，常用于 3D 打印机等产品。该电机为1.8°双极性电机，额定电流2.8A，保持扭矩为1.26Nm。 第一个实验单独测量了电机的精度。我们用精确的直流电流源来驱动两相，电机轴上无扭矩负载，只有一面镜子安装在轴上（参见图 2）。 图2:步进电机轴上安装的镜子 采用这种装置测量的结果显示出了很小的非线性度；但总体而言，角度精度良好，约为 ±0.03°。而且，电机运动具有单调性（参见图 3）；也就是说，电机永远不会朝错误的方向移动或无法移动。如果出现这类错误，那只能说明电机本身具有固有误差，或者测量错误。在这里，1/32 步对应精度为0.056°。 图3: 1/32步进电机空载精度 接下来，将电机与磁粉制动器连接在一起，该制动器用于向电机施加摩擦扭矩负载（参见图4）。 图4: 制动器装置 同样采用直流电流源重复上述测量，将大约 0.1Nm 的扭矩施加到电机轴上。图 5显示出，电机每隔一步都会暂停，这与之前的测量结果大为不同。 图5: 增加扭矩后的1/32 步进电机精度 这种行为与电机的计算增量扭矩一致。1/32 微步进的增量扭矩约为保持扭矩的 5%。在保持扭矩为 1.26Nm 的情况下，一个微步进步数产生的预期扭矩约为 0.06Nm。当然，这不足以克服摩擦负载，因此，需要两个微步进步数才能使扭矩足够高，以克服负载。 如果将扭矩增加到 0.9Nm（大约是失速扭矩的 70%），则需要更多的微步进步数才能将扭矩提高到使电机运动的点（参见图 6）。 图6: 扭矩为0.9Nm 的1/32 步进电机 我们采用 MPS 的 MP6500, 步进 电机驱动 器 IC 进行两个类似的实验。MP6500 采用精确的 PWM 电流调节，能以整步、半步、1/4 步或1/8 步运行。图 7 显示了 MP6500 的功能框图。 买电子元器件现货上唯样商城 图7: MP6500步进电机 驱动器 为了测试使用传统步进电机驱动器 IC与使用直流电流源的精度是否不同，首先在 0.1Nm 扭矩和 1/8 步进模式下进行测试。1/8 步产生的扭矩约为整步的 20%，即 0.25Nm，大于施加的 0.1Nm 扭矩。图 8 显示的测量结果表明实际角度与理想角度相符。 图8: 采用1/8步且扭矩为0.1Nm 的MP6500 第二次测试施加 0.4Nm 的扭矩。这超过了 1/8 步的增量保持扭矩（0.25Nm）。正如预期的那样，微步进被跳过（参见图 9）。 图9: 采用1/8步且扭矩为0.4Nm 的MP6500 机械系统注意事项 为了实现微步进所需的精度，设计人员还必须考虑机械系统。 利用步进电机来产生线性运动的方法有多种。第一种方法是通过皮带和皮带轮将电机连接至运动部件。在这种情况下，旋转被转换为线性运动。线性运动的距离为电机运动角度和皮带轮直径的函数。 第二种方法是使用螺杆或滚珠螺杆。步进电机直接连接至螺杆末端，当螺杆旋转时，螺帽以线性方式行进。 在这两种情况下，单步微步进是否可以实现实际的线性运动取决于摩擦扭矩。这意味着，为了获得最佳精度，必须将摩擦扭矩降至最低。 例如，许多螺杆和滚珠螺杆螺帽都具有一定的预紧力可调性。预紧力是一种用于防止反冲的力，反冲会在系统中引起一些间隙。然而，增加预紧力会减少反冲，但也会增加摩擦力。因此，需要在反冲与摩擦力之间进行权衡。 结论 在使用步进电机设计运动控制系统时，不能假设电机的额定保持扭矩在微步进模式下仍然适用，因为在这种模式下增量扭矩会大大降低，这可能导致意外的定位错误。上述测试已经证明了这一点。在某些情况下，增加微步进分辨率并不能提高系统精度。 为了克服这些限制，建议尽量减少电机上的扭矩负载，或使用具有更高额定保持扭矩的电机。通常情况下，最好的解决方案是为机械系统设计更大的步进增量，而不是依赖精细的微步进。像 MP6500 这样的步进电机驱动器以 1/8 步进模式提供的机械性能，是能够与昂贵的传统微步进驱动器相媲美的。

微步进真的那么好吗？ 步进电机常被用于定位，它们性价比高、易于驱动，可用于开环系统，且无需像伺服电机那样提供位置反馈，因此非常适用于小型工业机器，例如激光雕刻机、3D 打印机和激光打印机等办公设备。 同时， 步进电机 的品种也非常繁多。对于 工业应用 来说，每转 200 步的两相混合式步进 电机 最为常见。这里的 “混合” 是指它利用永磁体和带齿铁转子的工作方式（例如可变磁阻电机），而 “200 步” 则指电机每步移动 1.8°，该步数为转子和定子上齿数的函数。 本文将聚焦这种最为常见的两相混合式步进电机进行阐述。图 1 即为典型的两相混合式电机。 图 1：典型的两相混合式步进电机 微步进 步进电机的步进值可以设置为小于整步，称为微步进。它通过调节绕组电流来实现，使转子可以定位于整步之间。设计人员几乎可以定义任何大小的微步进，因为其步进值仅受制于驱动绕组电流的数模 转换器 (DAC) 和放大器的分辨率，所以1/256 分辨率，甚至 1/1024 分辨率都很常见。 然而，实际上对大多数的机械系统来说，这种精细的微步进并不总能提高定位精度，还有很多其他因素都会对性能产生负面影响。 固有误差 微步进中的角度误差有几个来源。一是电机本身的缺陷，如机械和磁性方面的缺陷。没有电机会拥有完美的正弦电流-位置传递函数。即使能够向电机施加完美的正弦和余弦电流，电机的运动也不可能是绝对的线性。 另一个误差源是步进电机控制器的电流调节精度。典型的步进电机IC 只能精确到满量程电流的 5%左右。另外，两个通道之间的电流调节匹配度也可能并不完美。这些不精确的因素都会降低定位的精度。 有关这些误差的更多信息，请参阅应用说明 《Understanding MP6500 Current Control》. 步进电机扭矩 步进电机均具有额定的保持扭矩。保持扭矩是将电机从整步位置拉开所需的扭矩，也是电机移动一整步时能够产生的扭矩。在每一个整步之后，齿都会与最小磁路对齐，从而产生强大的扭矩。 增量保持扭矩=(整步保持扭矩)×sin(90°/X) 上式中的X代表微步进的步数。 举例来说，对 1/8 步而言，增量扭矩约为整步扭矩的 20%；对1/32 步而言，增量扭矩仅为整步扭矩的 5%。 对运动控制系统而言，它代表在执行微步进时实际要达到的预期位置，电机上的扭矩负载必须远小于电机额定保持扭矩。 实验室测量 我们通过几个实验来测试微步进的定位精度。实验室装置使用了安装在步进电机轴上的第一表面镜和一个激光器。首先，光束通过镜面反射到实验室的另一端，距离约为9米；然后我们测量激光束的仰角，并计算角度。精度测量主要受限于光束高度的测量精度；±1mm的高度对应±0.006°的精度。 用于实验的电机为典型的混合式电机，常用于 3D 打印机等产品。该电机为1.8°双极性电机，额定电流2.8A，保持扭矩为1.26Nm。 第一个实验单独测量了电机的精度。我们用精确的直流电流源来驱动两相，电机轴上无扭矩负载，只有一面镜子安装在轴上（参见图 2）。 图2:步进电机轴上安装的镜子 采用这种装置测量的结果显示出了很小的非线性度；但总体而言，角度精度良好，约为 ±0.03°。而且，电机运动具有单调性（参见图 3）；也就是说，电机永远不会朝错误的方向移动或无法移动。如果出现这类错误，那只能说明电机本身具有固有误差，或者测量错误。在这里，1/32 步对应精度为0.056°。 图3: 1/32步进电机空载精度 接下来，将电机与磁粉制动器连接在一起，该制动器用于向电机施加摩擦扭矩负载（参见图4）。 图4: 制动器装置 同样采用直流电流源重复上述测量，将大约 0.1Nm 的扭矩施加到电机轴上。图 5显示出，电机每隔一步都会暂停，这与之前的测量结果大为不同。 图5: 增加扭矩后的1/32 步进电机精度 这种行为与电机的计算增量扭矩一致。1/32 微步进的增量扭矩约为保持扭矩的 5%。在保持扭矩为 1.26Nm 的情况下，一个微步进步数产生的预期扭矩约为 0.06Nm。当然，这不足以克服摩擦负载，因此，需要两个微步进步数才能使扭矩足够高，以克服负载。 如果将扭矩增加到 0.9Nm（大约是失速扭矩的 70%），则需要更多的微步进步数才能将扭矩提高到使电机运动的点（参见图 6）。 图6: 扭矩为0.9Nm 的1/32 步进电机 我们采用 MPS 的 MP6500, 步进 电机驱动 器 IC 进行两个类似的实验。MP6500 采用精确的 PWM 电流调节，能以整步、半步、1/4 步或1/8 步运行。图 7 显示了 MP6500 的功能框图。 图7: MP6500步进电机 驱动器 为了测试使用传统步进电机驱动器 IC与使用直流电流源的精度是否不同，首先在 0.1Nm 扭矩和 1/8 步进模式下进行测试。1/8 步产生的扭矩约为整步的 20%，即 0.25Nm，大于施加的 0.1Nm 扭矩。图 8 显示的测量结果表明实际角度与理想角度相符。 图8: 采用1/8步且扭矩为0.1Nm 的MP6500 第二次测试施加 0.4Nm 的扭矩。这超过了 1/8 步的增量保持扭矩（0.25Nm）。正如预期的那样，微步进被跳过（参见图 9）。 图9: 采用1/8步且扭矩为0.4Nm 的MP6500 机械系统注意事项 买电子元器件现货上唯样商城 为了实现微步进所需的精度，设计人员还必须考虑机械系统。 利用步进电机来产生线性运动的方法有多种。第一种方法是通过皮带和皮带轮将电机连接至运动部件。在这种情况下，旋转被转换为线性运动。线性运动的距离为电机运动角度和皮带轮直径的函数。 第二种方法是使用螺杆或滚珠螺杆。步进电机直接连接至螺杆末端，当螺杆旋转时，螺帽以线性方式行进。 在这两种情况下，单步微步进是否可以实现实际的线性运动取决于摩擦扭矩。这意味着，为了获得最佳精度，必须将摩擦扭矩降至最低。 例如，许多螺杆和滚珠螺杆螺帽都具有一定的预紧力可调性。预紧力是一种用于防止反冲的力，反冲会在系统中引起一些间隙。然而，增加预紧力会减少反冲，但也会增加摩擦力。因此，需要在反冲与摩擦力之间进行权衡。 结论 在使用步进电机设计运动控制系统时，不能假设电机的额定保持扭矩在微步进模式下仍然适用，因为在这种模式下增量扭矩会大大降低，这可能导致意外的定位错误。上述测试已经证明了这一点。在某些情况下，增加微步进分辨率并不能提高系统精度。 为了克服这些限制，建议尽量减少电机上的扭矩负载，或使用具有更高额定保持扭矩的电机。通常情况下，最好的解决方案是为机械系统设计更大的步进增量，而不是依赖精细的微步进。像 MP6500 这样的步进电机驱动器以 1/8 步进模式提供的机械性能，是能够与昂贵的传统微步进驱动器相媲美的。 来源：MPS