标签: 信噪比

脉冲信号是现代雷达主要采用的信号形式，脉冲信号频率测量是雷达侦察中不可或缺的环节，对雷达对抗起着重要的作用。数字化处理是雷达对抗系统发展的趋势之一，常用的数字测频方法包括过零点检测法、相位差分法、快速傅里叶变换( FFT) 法和现代谱估计法。其中FFT 法工程可实现性强，实时性好，且适用于宽带侦收，因此在工程中得到广泛应用。 本文以时宽较短( 0. 2 ～ 1 μs) 的正弦波脉冲信号为研究对象，分析了传统FFT 测频法的不足之处，从工程应用角度分析了提高测频精度的改进方法，并提出了基于FPGA 的全数字实现流程。 1 FFT 测频 信号x( t) 经过数字化采样后为x( n) ，n = 0，1，2，…，N － 1 ，为对其进行频谱分析，进行离散傅里叶变换( DFT) ，将信号从时域转换到频域，如式( 2)所示: DFT 实现时采用的快速算法即是FFT，经FFT处理后，信号的频率分辨率为: 式中，f s 为采样率，设信号的时宽为T ，则信号的点数为T × f s ，信号的频率分辨率可表示为: 可见，FFT 测频的频率分辨率只与信 号时宽有关，根据谱线的最大值来换算信号的频率，如果信号的频率正好落在一根谱线上，得到的频率测量结果是准确的，而在多数情况下，信号频率落在两根谱线之间，由最大值谱线位置反映的频率不再准确，最大测频误差为Δf /2 。 脉冲是雷达最常采用的信号形式，根据需要，雷达有时会采用脉内带调制的信号类型，例如相位编码、线性调频等，对于此类复杂信号可采用各种信号处理方法将其转化为普通正弦波信号，因此正弦波脉冲的测频方法具有通用性。根据上文分析结果，对于时宽较长的脉冲，采用FFT 测频法易于实现较高测频精度，满足设备指标要求。但是对于短脉冲，例如一个0. 2 μs宽的脉冲，根据式( 3) ，理论能达到的测频精度只有2. 5 MHz，难以满足侦察要求。 2 补零技术 补零是指在进行FFT 运算之前在时域数据的尾部添加一些零，并使总的时域数据点数保持为2 的幂次方。由于补零不增加任何新的信息，所以并不改变频谱形状和频率分辨率，补零只是在原始点数的FFT 结果中内插了一些频率分量。对于点数较少的FFT 结果，在大多数情况下，从中找到峰值比较困难，也很难观察到频谱的细微结构。而补零之后，功率谱的峰值位置可以较清晰的显露出来，有助于提高对主瓣峰值频率分量进行精确定位的能力，由此提高测频精度。 补零技术的缺点是额外增加了处理量，补零越多，处理时间也就越长。此外，对于存在噪声的情况，补零也不能改善信噪比，存在频谱峰值点定位错误的可能，造成测频误差增大。 【分页导航】 第1页： FFT测频法 第2页： 插值FFT频率估计原理 第3页： 噪声条件下性能分析 第4页： 加窗性能分析 第5页： 加窗插值FFT测频实现 3 插值FFT 测频方法分析 3. 1 插值FFT 频率估计原理 插值FFT 估计频率方法利用真正的频谱峰值两侧的2 根FFT 谱线，求其幅度比值，建立一个以修正频率为变量的方程，解方程得到修正频率值，对FFT 最大谱线位置进行校正，以实现对信号频率更高精度的估计，如图1 所示。相比上节补零的方法，不必增加FFT 的长度以及由此带来的运算处理量，只需从FFT 结果中找出两个点就足够。 图1 矩形窗频谱函数 在图1 中插值频率校正即求出矩形窗谱主瓣中心与相邻谱线的横坐标差，对于谱线位置x 、x + 1 ，其矩形窗谱函数为sinc 函数，表示为f( x) ，频谱值为y x 、y x+1 ，矩形窗谱函数和频谱值已知，可构成一方程如下: 在图1 中， sinc 函数以峰值横坐标为零点 ，频率修正值δ = － x ，只要根据式( 4) 求解出x ，即可得到频率修正值。 对矩形窗谱函数归一化，求模可得: 带入式( 4) ，得到: 式中 ，α = y x /y x+1 。实际应用中，已知FFT 谱峰最大值位置k 1 ，相邻次大值位置k 2 ，频率分辨率Δf ，利用修正频率值校正频率可得: 当k 2 = k 1 + 1 时，取加号; k 2 = k 1 － 1 时，取减号。 【分页导航】 第1页： FFT测频法 第2页： 插值FFT频率估计原理 第3页： 噪声条件下性能分析 第4页： 加窗性能分析 第5页： 加窗插值FFT测频实现 3. 2 噪声条件下性能分析 以上对插值FFT 频率估计法进行了理论分析，实际应用中，不可避免的会有背景噪声，本小节将在加性高斯白噪声背景下，通过仿真分析插值FFT 频率估计法的性能。 设定仿真参数，信号采样率f s 为1 280 MHz，脉冲宽度0. 2 μs，频率分别设f1为102. 4 MHz，f 2 为100. 4 MHz，按照10 dB信噪比加入高斯白噪声。 以信号频率f 1 进行仿真，连续测频1 000次，仿真结果如图2 所示。由图可知，最大测频误差不超过300 kHz。 图2 测频误差变化图 以信号频率f 2 进行仿真，连续测频1 000次，仿真结果如图3 所示。由图3 可知，最大测频误差超过1 MHz。 图3 测频误差变化图 由以上结果易知，噪声背景下的插值法测频误差与频率位置的选取有关，准确的说，是与实际频率位置偏离FFT 谱线的距离，即与频率修正值δ 大小有关。一般情况下，FFT 幅度最大值k1和相邻次大值k 2 都位于矩形窗函数的主瓣内，当实际频率位置位于k 1 、k 2 中间附近时，信号向两边泄漏的能量都较多，在一定信噪比下，使得k 1 、k 2 电平均大于噪声电平，确保了k 2 位置不会找错，这对应了图2 的情况。而当δ 值接近0 时，较多信号能量集中在k1处，k 2 处幅度较小，而最大谱线相邻另一侧的幅值k3由于受噪声影响，与k 2 幅度接近，因此会造成最大谱线相邻的次大谱线位置找错，导致式( 7) 中加或减符号错误，使得测频结果出现较大误差，对应了图3的情况。可见，在噪声背景下，插值FFT 测频法有局限性，即只有在δ 值大于某一阈值时，才能达到较理想的测频精度。 【分页导航】 第1页： FFT测频法 第2页： 插值FFT频率估计原理 第3页： 噪声条件下性能分析 第4页： 加窗性能分析 第5页： 加窗插值FFT测频实现 3. 3 加窗性能分析 为抑制频谱泄漏，进行FFT 之前常对采样数据进行加窗处理。抑制泄漏的同时，加窗会使得频谱主瓣加宽。对于插值FFT 法求频率，无论频谱最大值偏离实际FFT 谱线距离远近，最大值及其相邻两侧谱线都被包含在主瓣之内，在一定信噪比条件下，次大值不会趋近于噪声电平，使得抗噪声性能增强。 加窗后频率校正值仍随k 1 、k 2 幅度大小变化，但变化规律不再依据sinc 函数，文献［7］给出了几种窗函数对应的频率校正计算公式，当选用汉宁( Hanning) 窗时，计算式较易于实现。对采样数据加Hanning 窗，利用k 1 和k 2 的比值α 带入窗函数，经推导可得: 利用α 估计频率修正值δ 的解析式如下: 校正频率的方法如式( 10) 所示。 设定仿真参数，信号采样率、脉冲宽度不变，仍按照10 dB信噪比加入高斯白噪声。连续测频1 000次，频率f 1 仿真结果如图4 所示，频率f 2 仿真结果如图5 所示。 图4 测频误差变化图 图5 测频误差变化图 由仿真结果 可知，最大测频误差不超过500 kHz。加窗处理后，在常规信噪比条件下，次大值方向错误的概率大大降低，由此造成的频率估计误差已可以忽略。 【分页导航】 第1页： FFT测频法 第2页： 插值FFT频率估计原理 第3页： 噪声条件下性能分析 第4页： 加窗性能分析 第5页： 加窗插值FFT测频实现 4 实现过程 加汉宁窗插值FFT 测频的实现框图如图6 所示。整个算法可在一片FPGA 中实现，采样数据进入FPGA 后，与汉宁窗数值相乘，汉宁窗值可预先存储在FPGA 内ROM 中，以查表方式读出。加窗后的数据进入FFT 模块进行流水处理，得到信号的频谱结果，对频谱结果进行峰值搜索，并与检测门限比较，判断是否存在信号，当频谱峰值大于检测门限时，找出峰值位置相邻幅度较大的谱线位置，按照式( 8) 经过插值换算，得到频率估计值。 图6 加窗插值FFT 测频 实现框图 式( 10) 中存在除法计算，实现时可将除法转化为先对除数求倒数，再与被除数相乘的过程，利用FPGA 中丰富的ＲAM 资源，求倒计算利用查表完成。除此之外，运算只由常规加、乘组成，便于FPGA 实现。 5 测试结果 某宽带侦察接收机，指标要求适应脉冲宽度0. 2 ～ 1 000 μs，测频误差不大于500 kHz。实现时信号检测与频率测量由FPGA 硬件完成，算法采用定点实现，频率的分辨率设为15. 625 kHz。测频结果送出至软件显示，误差单位为kHz，取整。根据要求设置信号幅度在接收机实测灵敏度以上3 dB，频率选择在1 001 ～ 1 003 MHz和200 kHz步进，脉冲宽度分别设为1 μs、0. 5 μs和0. 2 μs。测试结果如表1 所示。 表1 雷达信号测频精度测试结果 可见在不同频率、不同脉 宽时测频最大误差均小于500 kHz，满足指标要求。 6 结束语 论述了一种易于工程实现的脉冲信号实时测频算法，与传统方法相比可以达到更高的测频精度。经过试验证明，可以满足目前常规雷达侦察接收机的指标要求，可应用于目标为脉冲信号的电子对抗系统，具有较高的应用价值。 【分页导航】 第1页： FFT测频法 第2页： 插值FFT频率估计原理 第3页： 噪声条件下性能分析 第4页： 加窗性能分析 第5页： 加窗插值FFT测频实现

        谈到灵敏度这个指标大家都不陌生，在硬件系统里面很多东西涉及到灵敏度。   狭义的说灵敏度指的是能够接收一个信号的最低值。单位一般为UV或者DBUV. 分为有线和无线的，在收音机中，往往都是用的无线接收的灵敏度，但是测量很不好测量。只能有有线的超低信号源来替代无线的信号。 测量一个系统灵敏度步骤往往为：        1、先让接收系统运行起来，让频谱仪或者其他仪器连接输出端。        2、用超低信号源接入系统的输入端。         3、逐步减低信号源的输入信号幅度。         当系统的输出端没有反应或者频谱仪上的信号低于某个参考值的时候记下信号源的输入值。        此时的信号源输入值即为灵敏度。          但是：在灵敏度的定义里面，看上去和接收的信号然而并没有什么关系。灵敏度表示接收机检测微弱信号的能力，与接收系统的内部噪声有着十分密切的关系，取决于接收系统输出信号的信噪比。接收机灵敏度的定义是：在给定输出信噪比的前提下，接收机所能够检测到的最小输入信号电平。最低的灵敏度不能低于-174.                其中带宽B对系统的灵敏度是最大的，噪声系数Fn和最小信噪比SNR也对系统有影响，噪声系数对接收系统的印象不能忽略，所以在接收的前端要有很好的低噪声系数，至于SNR可以忽略。

有些情况下，很难找到与模拟输入范围相匹配的模/数转换器(ADC)，更不用说还要考虑合适的输入通道、尺寸以及正确的采样速率。特别是系统设计人员需要处理各种摆幅的电压信号时，如果按比例缩小输入信号范围以适应ADC的满量程范围要求，将大大降低信噪比(SNR)。本文讨论了影响SNR损失的因素，如何量化这些损失，并最终减小这些损失的途径。 模/数转换器(ADC)电路设计中，特别是当系统设计人员需要处理各种摆幅的电压信号时，很容易产生的一个误区是缩小输入信号范围，以适应ADC的满量程范围，这将大大降低信噪比(SNR)。综合来看，相对于高压ADC，低压(5V或者更低) ADC的选择范围更宽。高电源电压通常会导致大的功耗，电路板设计也更加复杂，例如，需要使用更多的去耦电容。这篇应用笔记讨论了由于信号缩小所引起的SNR损失，如何量化这些损失，以及如何减小这些损失。 很多传感器或系统输出为高压或双极性消耗，比如，常见的±10V。当然，可以通过一些简单的方法将这些信号送入ADC，进而利用高压ADC处理这些宽范围输入信号，不会造成SNR损失。这些方案通常需要额外的高压电源，以满足输入量程及较大功率的需求(图1所示)。这些高压ADC同时也限制了信号调理(运放)方案的使用。如果信号需要复用高压和低压输入，实际电路的成本将更高(图2)。 图1：MX574A高压ADC能够支持较大的输入信号量程，但也消耗较高功率。为了实现这个方案，必须采用±15V双电源和+5V单电源供电。 图2：多路复用、双极性高压输入ADC系统。 也可以使用一个输入运放，将信号缩小到低压ADC的满量程范围。该信号调理电路可以连接到一个单独的模拟开关输入口(如图3)，将所有信号都限制在ADC输入范围以内。 图3：采用单片MAX11100低压ADC和复用器处理高压输入。 采用运放缩小信号电压范围时，可以将运放噪声等效为运放的输入噪声。这里主要有两个噪声源：运放参考输入噪声和压缩信号产生的ADC输入参考噪声。这两个噪声源组合成一个二次方程。此外，放大器噪声经过ADC输入带宽以及运放和ADC输入之间的抗混叠滤波器滤波，如图4所示。 图4：比例运放引入噪声，但该噪声经过RC滤波和ADC输入网络滤波。 系统SNR(运放输入前端)公式为： 其中： v nADC = ADC的输入RMS噪声 v nOPA = 运放的输入噪声 f -3dB = 单极点-3dB频率 《电子设计技术》网站版权所有，谢绝转载 对于给定的ADC满量程范围、ADC输入参考噪声、运放增益，有两个参数会影响到最终的信噪比损失：滤波器截止频率和放大器输入参考噪声。 如果信号源具有低频成分，可通过设计滤波器使其具有更高的输入噪声容限(在保证低功耗、低成本需求的同时，会牺牲一定的噪声性能)。如果ADC限制了系统带宽，则需要运放具有足够低的输入噪声，以达到SNR的要求。 举一个例子，输入信号为±10V，而ADC满量程输入为5V P-P ，ADC SNR为92dB。此时，放大器衰减系数是4倍(将输入调整到满量程)。数据手册提供的ADC输入噪声是44.4nV RMS 。假设滤波器截止频率为10kHz，如果采用输入噪声为10nV/√Hz的运放，则损失信噪比为： SNR(loss) = 0.035dB 如果没有使用滤波器，ADC带宽为10MHz，为了将SNR控制在同等水平，则要求输入噪声为0.3nV/√Hz，设计中很难达到这样的要求。 对于同样10MHz带宽的ADC，如果我们允许SNR(loss) = 0.5dB，则要求运放噪声指标为4nV/√Hz，这一点很容易做到。 目前，具有更高集成度、设计更灵活的解决方案允许不同信号范围的输入，轮训采集每个通道时，编程相应通道的输入增益优化SNR。比如，Maxim的MAX1300系列16/14位ADC提供最多8路输入信号，如图5所示。MAX1300可接受双极性输入信号，最高±12V，只需单5V供电，由此减少了外围器件和供电电源数，进而缩小PCB面积。 图5：MAX1300 ADC具有可编程输入量程(单电源供电支持双极性输入)，每个采样可编程放大倍数，内部基准。 12位MAX11131、16通道、3Msps ADC同样提供了设计灵活性。该器件采用SampleSet?技术，用户可以灵活配置模拟输入通道的采样顺序，允许多达256种任意扫描顺序(图6)。SampleSet技术还允许以非对称形式设置每个通道的扫描频率，灵活处理各个通道的高/低频信号。 图6：MAX11131功能框图，3Msps、12位、16通道ADC提供灵活的SampleSet多路轮询功能。 综上所述，实际应用中，对于给定的系统带宽和SNR损失容限，可以通过加入一个比例放大器将高压信号转换到ADC满量程范围规定的低压信号。对于多量程输入的系统，采用这种方式可以有效地把不同摆幅信号输入到一个多通道的低压ADC。Maxim提供全面的16位到24位数据转换器方案，并在器件内部集成了抗混叠滤波器，非常适合这类应用。 《电子设计技术》网站版权所有，谢绝转载

高性能模拟混合信号元器件和数据管理解决方案提供商EXAR公司（纳斯达克：EXAR），针对严苛的工业环境所需的增强型容错和电压保护，发布了XR3080-88X系列具有高可靠性的RS-485/RS-422收发器产品。该系列产品包括9款芯片，无论是全双工或半双工配置，均支持高达20Mbps的数据传输速率，可用于远程仪表，、交/直流电机驱动、智能楼宇、安防系统、过程控制以及其它工业自动化应用。XR3080-88X产品系列还实现了极其低的功耗，通过在隔离电源中运行一款更小和更低成本的转换器，成为高电压隔离型RS-485应用的理想之选。   模拟总线引脚可以承受高达±18V直接短路电压，具有超出±15千伏（IEC 61000-4-2气隙放电）的ESD保护功能。与标准的RS-485/422相比，符合profibus标准的输出驱动器提供的SNR（信噪比）高出其40%，从而允许更高的噪声容限或更长的电缆长度。 “这些产品让我们客户更加确信：他们的系统能够在现实世界中也能正常地运转，而不是仅仅局限于单纯的实验室环境，，”EXAR公司战略营销经理，Jack Roan先生表示，“当涉及到噪声、电磁干扰、电缆长度，或其它和总线布线有关的电源，工业应用会非常难以预料，XR3080-88X系列产品针对以上类型的设备，提供了额外的安全保障。”   XR3080-88X产品家系列是带有1个驱动器和1个接收器的RS-485芯片，在+4.5V至+5.5V电压下工作。该系列芯片配备有增强高达±15千伏（IEC 61000-4-2气隙放电、±8千伏IEC 61000-4-2接触放电、±15千伏人体模型）的增强型ESD保护以及短路电流限制和热关机等功能。XR3080-85X驱动器具有压摆率限制功能，从而在高速（20 Mbps）运行的同时，实现较长的或无端接的数据电缆（250kbps和1 Mbps的数据速率）上EMI的减少和无差错通信。 带有DE以及RE引脚的芯片包括热插拔电路，防止上电或动态插入时总线上出现错误转换，同时可以进入1nA低电流关闭模式，实现最大限度的省电功能。该系列收发器产品在+5.0V电源下工作时，电流消耗低于600μa，。在接收器处于活动状态下进行空转，电流消耗通常 若想了解更多资讯请联系Q1731959093/15191862997     

    触摸屏控制器制造商经常拿各种规格和标准来使自己的产品与众不同。其中最常提到的就是信噪比(SNR)。然而，当噪声存在时，即使数字上看起来不错，也并不意味着SNR就是一个很好的系统性能指标。这篇文章将讨论什么是信噪比，它是如何计算的，它对系统性能意味着什么，是否能很好的度量触摸性能。     什么是信噪比?     信噪比是触摸屏控制器的性能指标，现在已经作为行业标准被大家接受。信噪比的问题是没有任何行业标准的测量、计算、报告方法，尤其是在某些典型系统中，噪声具有高可变性的情况下，例如移动电话。这两个部分(信号和噪声)的测量和计算很大程度上依赖于被测装置(DUT)，有代表性的是移动电话。值得注意的是，虽然信噪比作为性能衡量已被广泛接受，行业专家明白，大多数市场宣扬的高信噪比放到实际应用中并不能保证。此外，在噪声环境下，提供高信噪比也不能完全符合其功能规范。     在电容式触摸屏中，信噪比中信号就是加上测量到的手指电容后的实际电容的变化量。手指电容取决于传感器覆盖物厚度、手指大小，DUT到地的寄生电容，以及传感器模式。噪声成分依赖于内部控制器噪声和外部噪声源，本文将会就这些方面进行讨论。     投射式电容触摸屏触摸技术已应用在很多新型智能手机中，触摸传感器使用时都会遇到噪声。噪声从显示器(可能是LCD或AMOLED)耦合到触摸传感器，距离越近噪声越大。不像模拟显示那样同步，这类LCD噪声通常是尖峰噪声。USB充电器噪声通常也是也尖峰噪声。它也是最容易变化的，因为在每个设备中AC/DC变压器的结构和组件是不同的。     第三方低成本的充电器特别容易出现这种噪声尖峰。因此，当触摸控制器没有像cypressChargerArmor那样的噪声抑制技术时，USB充电器是OEM厂商最头疼的事情。当所有这些外部噪声存在时，我们期望触摸控制器不会错误报告手指触摸或手指位置。他们并不能归类于普通，或高斯，或分布式噪声。这就给工程师和营销人员带来一个问题，要区分出没有噪声时ADC的信噪比。     在众多的测量条件下，信噪比一直能够作为度量标准不能不说是一个奇迹。此外，信噪比不能预测最重要和量化的触摸屏噪声相关参数:抖动(也称为无噪声分辨率)和错误触摸报告。幸运的是，有一个信噪比测量技术能预测非高斯噪声存在时的抖动。     噪声如何影响触摸屏系统     不好的信噪比会影响系统的鲁棒性，造成假触摸和位置跳动。手指靠近触摸屏时会干扰相交的两个透明电极的边缘电场。这种电容称为互电容。这就改变了传感器的电容。交叉点发生在发射和接收电极直角交叉处。在手机触摸屏上有好几百个这样的交叉点。触摸屏控制器测量所有交叉点电容的变化，并把测量数据转换成量化的原始数据。通过测量每个交叉点，而不是整个电极，控制器就能够创建一个二维的触摸屏传感器电容图表。     如果在手指附近交叉点发生一个大的噪声尖峰，那么在位置计算算法就会添加一个错误标志。然后该算法转换原始数据到坐标;根据噪声峰值大小，手指位置报告的坐标可能是抖动，当手指静止，可能在两坐标间交替。当智能手机使用触摸屏接口，插到USB充电器时，某些无意识的输入或选择可能会出现这些情况。     我们可以断定，在缺少规范化测量方法时，信噪比可以作为性能度量,但并不完美。这里有定义好了的性能指标，测量步骤，计算方法，触摸屏控制器供应商(见赛普拉斯规范001-49389)和移动设备OEM可以使用来量化触摸性能。这些规范是必要的，可以保证可重复的试验结果，验证触摸屏性能，减少触摸屏测试硬件和固件变化。     典型的性能测试除了触摸屏硬件和控制器接口外还需要金属***拟器，夹具，示波器，函数发生器，自动机械。例如，标准的抖动测量过程分为七步，记录手指位置坐标上的时间噪声。这里的测量表明有多大运动，多少距离，我们会期望是不动的手指。这是一个相对简单的参数测量，它直接并立即在用户界面产生影响。相比之下，信噪比的影响在触摸屏性能上就不那么直接了。即使在噪声环境下，数字滤波器和位置计算算法也能够去除抖动，就是降低了信噪比值(作为一种性能度量)。把信噪比作为一个性能指标是不可取的，因为它不能最终给你一个真正意义上的系统性能。     本文是想告诉大家，不要以点见面，以偏概全，信噪比并不能告诉我们系统是否很好地响应触摸。这就是为什么触摸控制器领先制造商，如赛普拉斯TrueTouch，有一套测试和测量方法来评估新的触摸屏设计的性能。 (本文转自电子工程世界：http://www.eeworld.com.cn/dygl/2012/0323/article_11091.html)