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体积大小：14*11*2.6CM，电气参数：输入100V-240V/10A，输出16V24A。 PCB 正面如下图。 PCB 背面如下图。 根据实际功能可以将PCB分成几部分：EMI滤波，PFC电路，LLC电路。 EMI滤波区域，两级共模电感，LN各用了保险丝加压敏电阻，继电器（HF32FV-G）用来切除NTC的，为了提高效率点，如下图。 PFC电路区域，如下图。 LLC电路区域，如下图。 详细分析一下该电源用的主要IC还有功率器件。 AC侧采用了两颗整流桥进行并联，器件增加电流应力，如下图。 共模电感都有放电针，倒三角的裸露PCB部分，ESD时给其放电的，如下图。 PN8201， X电容放电专用芯片，如下图。 NCP1618A，PFC（功率因数校正），用于调整交流电路中的电压和电流之间的相位角，使之趋近于零的半导体器件，如下图。 NCP1618A的 Internal Circuit Architecture，如下图。 NCP1618A的 PIN FUNCTION DESCRIPTION，如下图。 WNSC 10650T（Silicon Carbide Schottky diode），两颗并联，如下图。 WNSC 10650T的规格书，如下图。 NCP13992AX，是一款高性能电流模式控制器，用于半桥谐振变换器。 这款控制器实现了 600 V 栅极驱动器，简化了布局并降低了外部元件数量。 内置掉电输入功能简化了控制器在所有应用中的实现，如下图。 NCP13992AX的 Internal Circuit Architecture，如下图。 NCP13992AX的 PIN FUNCTION DESCRIPTION，如下图。 LLC的原边主功率管，半桥拓扑，如下图。 LLC的副边整流管，两路输出的全波整流，一路用两颗并联，如下图。 SFS06R03G，Rectifier Diode, 1 Element, 3A, 800V V(RRM),如下图。 SFS06R03G数据手册，如下图。 LLC的输出环路反馈板，输出的各种保护通过该板反馈给原边IC，如下图。 4颗光耦芯片，内侧两颗和外侧两颗，用于采集二次侧的信号并反馈给原边的控制IC，光耦隔离有利于电气安全，如下图。 这款开关电源的电路原理图，如下图。 电源的外壳并不是完全封闭的，输出端采用的镂空设计，风扇不转的时候保证了轻负载时的自然散热，如下图。 43080A PFLG稳压器， C58NQ未知，可能是驱动风扇用的，如下图。 DC12V0.3A风扇，如下图。 AC输入L和N的对地Y电容，共地接在了外壳上，如下图。 AC输入L和N的对地Y电容，共地接在了DC输出电容的负极上，如下图。 一次侧接在母线电容的负极，二次侧接在DC输出电容的负极，跨接在热地和冷地之间，有利于电气安全的，如下图。 这款开关电源散热如何处理的，如下图。 风扇是用来抽电源壳里气流的，位于PFC电路的原边功率管和PFC变压器的上方，起到风冷降温的效果，如下图。 风扇的扇叶做的很特别，抽风的频率是很快的，如上图。 整流桥散热器，PFC原边功率管（两颗MOS并联）散热器，LLC谐振电感变压器，LLC主变压器，LLC副边功率管都有贴硅胶垫，增强散热并把热量通过外壳导热到壳外，起到更好的散热效果，如下图。 这款开关电源整体做工还是相当不错的，用料充足，电气安全放在了首位，而且认证了6家的安规认证的，如下图。

分步解析，半桥 LLC 谐振转换器的设计要点 在众多谐振转换器中，LLC 谐振转换器有着高功率密度应用中最常用的拓扑结构。之前我们介绍过采用 NCP4390 的半桥 LLC 谐振转换器的设计注意事项，其中包括有关 LLC 谐振转换器工作原理的说明、变压器和谐振网络的设计，以及元件的选择。今天我们将介绍设计程序的前9个步骤并配有设计示例来加以说明，帮助您完成 LLC 谐振转换器的设计。 设计程序 本文介绍了使用图 12 中的电路图作为参考的设计程序，其中 谐振电感 是用漏感实现的。设计规格如下所示： ● 标称输入电压：396 VDC（PFC 级输出） ● 输出：24 V/12 A (288 W) ● 保持时间的要求：20 ms ● PFC 输出的直流链路电容：330 μF 定义系统规格 作为第一步，请定义以下规格信息。 估计效率 (E ff )：估算功率转换效率，以计算给定最大输出功率下的最大输入功率。根据估计效率，最大输入功率为： 输入−电压范围：最大输入电压将是标称 PFC 输出电压。 尽管 PFC 预调节器会调节输入电压，但它在保持时间内也会下降。所需保持时间内的最小输入电压为： 其中 V O.PFC 是标称 PFC 输出电压，T HLD 是保持时间，而 C BLK 则是直流链路大容量电容。 设计示例 假设效率为 96%， 对于 20 ms 的保持时间，可以得到最小输入电压为 为了获得更大的裕量，最小输入电压设置为 300V。 确定谐振网络的电压增益范围 一旦确定了 LLC 谐振 转换器 的最小和最大输入电压，我们就可以确定 LLC 转换器的最小增益和最大增益。 标称输入电压需要最小增益。为了最大程度减小开关频率变化，通常是让 LLC 谐振转换器在谐振频率附近工作。谐振频率下的电压增益为： 在保持时间期间，PFC 输出电压（LLC 谐振转换器的输入电压）下降，因此需要更高的增益来调节输出电压。最大电压增益为： 我们可以用一个较小的 m值来获得更高的峰值增益；然而，如果 m值太小，就会导致 变压器 耦合不佳和效率降低。通常是将 m 值太小设置在 3~7 左右。 设计示例 L p 和 L r 之间的比率 (m) 选择 5.69。最小增益由下式获得： 最大输入电压下的最小增益选择 1.13。然后，可以得到最小输入电压的最大增益为 图 13：最大增益/最小增益 确定变压器匝数比 (n=N p /N s ) 利用步骤−2 中获得的最小增益 (M min )，我们可以计算变压器匝数比如下： 设计示例 由于 SR 用于输出整流器，对于具有低 R DS.ON 的 SR MOSFET ，V F 假设为 0V。由此，可以得到变压器匝数比为 计算等效负载电阻 利用从公式 (16) 获得的变压器匝数比，我们可以计算等效负载电阻。 设计示例 设计谐振网络 在步骤−2 中选择 m 值后，从图 10 中的峰值增益曲线中读取适当的 Q 值，以获得所需的最大增益。由于峰值增益曲线是使用基波近似生成的，因此谐振下的实际增益要比使用基波近似的预测值高约 10~15%。 一旦确定了 Q 值，我们可以获得如下谐振分量： 设计示例 按照步骤−2 中的计算，M max 为 1.49。在步骤−2 中，m 值选择 5.69。从图 14 中的峰值增益曲线中，可以得到最大 Q 值为 0.37。 图 14：使用峰值增益（最大可达增益）的谐振网络设计 通过将谐振频率选择为 95kHz，谐振分量确定如下： 构建变压器时，实际参数将调整如下，以适应 C r = 48 nF、L r = 58 H、L p = 330 H 且 f o = 95 kHz 条件下的标准分量值。 采用基波近似的最终谐振网络设计的增益曲线如下。 图 15：设计示例的增益曲线 由于在低于谐振工作时，基波近似生成的峰值增益要比实际峰值增益低 10~15%，因此我们进行了 S IMP LIS 仿真以查看实际增益。仿真结果表明，在 75kHz 下，300V 输入可获得所需的最大增益。仿真结果还表明，在标称输入电压和满载条件下的开关频率为 105kHz。 图 16：Vin = 300 V、fs = 69.55 kHz、Po = 288 W 条件下的仿真 图 17：Vin = 396 V、fs = 105 kHz、Po = 288 W 条件下的仿真 设计变压器 图 18 显示了 LLC 谐振转换器中变压器的励磁电流。初级侧绕组为限制最大磁通密度 B max 所需的最小匝数由下式获得： 其中 Ae 是变压器 磁芯 的横截面积（单位为 m 2 ），而 Bmax是最大磁通密度摆幅（单位为特斯拉），如图 18 所示。如果没有参考数据，则使用 B max = 0.2~0.3 T 来降低磁芯损耗。请注意，公式中出现了由次级侧漏感引起的虚拟增益 MV,（参见图 7）。 图 18：磁通密度摆幅 为次级侧选择适当的匝数，从而使初级侧匝数高于 N p min 。 初级侧和次级侧绕组的线规应根据标称输入电压下的 RMS 电流确定，由下式给出 设计示例 变压器选用 SRV5018 磁芯 (Ae = 189.2 mm2)。Bmax选择 0.1T，以减少变压器的磁芯损耗。变压器的最小初级侧匝数为 N s 选择 3；Np 选择 28。 标称输入电压下，可以得到变压器绕组的 RMS 电流为 选择谐振电容 图 19 显示了不同工作条件下的初级侧电流（谐振电容电流）波形。在选择谐振电容时，应考虑到额定电流，因为会有大量电流流过电容器。在标称输入电压下通过谐振电容的 RMS 电流已在公式 (23) 中获得。 标称输入电压和标称负载条件下的最大谐振电容电压由下式给出： 谐振电容的额定电压应根据每个角条件下的最大电压确定。 标称输入电压和输出过流条件下的最大谐振电容电压由下式给出： 最小输入电压和标称负载条件下的最大谐振电容电压由下式给出： 请注意，对于全桥 LLC 的情况，应删除公式 (25) − (27) 中的 VIN / 2 项。 图 19：LLC 谐振转换器在不同工作模式下的初级侧电流波形 设计示例 在步骤−6 中，谐振电容的 RMS 电流计算如下： 标称输入电压和标称负载条件下的最大谐振电容电压由下式获得： 通过将 OCP 电平设置为 13A，可以得到标称输入电压和输出过流条件下的最大谐振电容电压为 通过将最小频率设置为 65 kHz，可以得到最小输入电压和标称负载条件下的最大谐振电容电压为 整流器网络设计 当变压器次级侧使用中心抽头绕组时，二极管电压应力是输出电压的两倍。 流过每个 整流二极管 的电流的 RMS 值由下式给出： 同时，流过输出电容的纹波电流由下式给出： 输出电容上的电压纹波为 设计示例 整流二极管的电压应力和电流应力为： 考虑到杂散电感引起的电压过冲，选择 75 V−4.5 mΩ POWERTRENCH ® MOSFET 作为同步整流器。每个 MOSFET 上的传导损耗为 0.47W。 输出电容的 RMS 电流为： 输出电容并联使用四个 1200 μF 电容。每个电容的额定电流和 ESR 分别为 2.77 ARM S 和 15 mΩ。 买电子元器件现货上唯样商城 输出电容纹波计算如下 电流检测电路配置 图 20：典型电流检测配置 NCP4390 将检测瞬时开关电流和开关电流的积分，如图 20 所示。由于 NCP4390 位于次级侧，因此要使用电流互感器检测初级侧电流。当 PROUT1 为低电平时，内部复位开关会将 ICS−引脚电压箝位在 0 V。反之，当 PROUT1 为高电平时，ICS 引脚未箝位，积分电容 (C ICS ) 由流经 RICS 电阻器的电流进行充电和放电。 NCP4390 的应用电路使用 RC 滤波器 进行准积分。为了获得准确的积分，电流检测电阻器和电流互感器匝数比的设计应确保 V SENSE 的振幅在大多数时间都高于 V ICS 。图 23 显示了准积分电路的误差在 PROUT1 (V CM ) 的下降沿如何随 V ICS 峰值电压与 V SENSE 之间的比率而变化。比率越小，积分就越精确。 当 V ICS 峰值电压与 V CM 之间的比率小于 0.5 时，可获得具有可接受误差（约 10%）的准积分。由于正常工作时 V ICS 峰值电压低于 1.2V，因此我们应选择 R CS1 和 R CS2 ，从而使 V CM 高于 2.4V。 图 21：ICS 引脚波形 图 22：V ICS.IDEAL PK 和 V ICS.ACTUAL PK 的定义 图 23：ICS 引脚电压衰减与 V ICS.IDEAL PK /V CM 为了获得 V ICS 的峰值电压，让我们看一看 LLC 转换器的理想输入功率。对于半桥 LLC 拓扑结构，在将 PROUT1 导通时间定义为 t=0 的情况下，输入功率可由下式表示： 请注意，对于全桥 LLC 的情况，等号的右侧应乘以 2。 假设积分理想，ICS 的峰值电压可由下式表示： 结合 (33) 和 (34)，ICS 峰值电压可由下式估算： 考虑到 ICS 引脚内部放电开关的能力，C ICS 的典型值为 1 nF。为了精确积分，我们建议使用 1% 容差的电容。 当 V ICS 峰值电压与 V CM 之间的比率不够小时，请将图 23 中的衰减系数应用于公式 (35)。 电流检测电压 (V ICS ) 积分的峰值与开关周期中 LLC 谐振转换器的平均输入电流成正比，如图 24 所示。因此，根据对应于输入电流限值阈值的额定功率的百分比，SR 启用/禁用的负载条件被确定为满载条件的百分比。通常，120% 的额定负载条件用于过流跳闸点，SR 分别在 15% 和 7.5% 的额定负载下启用和禁用。如果过流跳闸点的额定负载条件为 140%，SR 将在额定负载的 17.5% 和 8.75% 时启用和禁用。 为了在不增加 SR 启用/禁用点的情况下获得更高的过流限制，可以通过 ICS 和 5VB 引脚之间的电阻器 RSLP 在 VIC S上施加额外的斜率。这项技术通常用于较长保持时间的情况。对于给定的 RSLP，为 ICS 引脚电压额外施加的斜率由下式给出： 图 24：负载条件和 ICS 引脚电压 图 25：带斜率补偿的电流检测配置 图 26：增加斜率补偿时的负载条件和 ICS 引脚电压 额定输入电压和满载时的初级侧电流峰值由下式估算： RCS1 和 RCS2 之间的比率要根据初级侧过流保护 (OCP) 跳闸点来确定，该跳闸点应小于 IPR PK。 设计示例 对于匝数比为 44 (n CT ) 的电流互感器，R CS1 和 R CS2 之间之和的最小建议值由下式给出： 由于功耗不会太高，因此可以将 R CS1 + R CS2 设置得更高，以便在 V ICS 上获得理想的积分。由此，我们选择 R CS1 和 R CS2 之和为 230Ω。 额定输入电压和满载条件下的初级侧电流峰值由下式给出： 通过将初级侧 OCP 电平设置为 5A， R CS1 和 R CS2 分别选择 30 Ω和 200 Ω。 这种设计不会对 ICS 引脚施加额外的斜率。 将 C ICS 选择为 1 nF 电容。假设 1.2 V 时 V ICS 的衰减系数为 1.0（图 23 中 x=1.2/10.23 时的读数），则在标称输入电压下提供 13 A 过载保护 (I O.OLP ) 的相应 RICS 电阻为 将 RICS 选择为 30 kΩ。

今天我们一起来学习一下，最基本的电感 电容 电路——LC谐振电路。LC电路是各种 电子 设备中的基本电子组件，尤其是在诸如调谐器， 滤波器 ，混频器和 振荡器 之类的电路中使用的无线电设备中。 在学习之前，我们再复习一下电感和电容的原理。电容就是储存电荷的容器，最基本构成是如下图所示的一个平板 电容器 ，电容器里面存储的是电场能。 电感呢？就是由于 电磁感应 效应，在线圈中储存的感应磁场能。 这就有意思了，当我们把这两种元器件放到一起时，电场能和磁场能就碰面了，会产生什么效果呢？ 电场能和磁场能LC电路里面就不老实了，开始互相转化起来，随着电荷的流动，一会儿由电容里面的电场能转变为了线圈里面的磁场能，一会儿又由线圈里面的磁场能转换为了电容里面的电场能，此赠彼减，玩的不亦乐乎。当磁场能和电场能达到一个平衡时，场能和磁场能的总和时刻保持不变， 电源 不必与电容或电感往返转换能量。但是由于LC电路中不可能存在完全理想无耗的电感和电容，那么，电磁能量就会在LC谐振回路中做阻尼振荡，这个阻尼值就是消耗在电阻上的电磁能量。所以在一个LC谐振回路中，电源只需要提供电阻所消耗的能量就可以了。 这样理解起来是不是超级简单。言归正传，我们回到LC谐振回路的本质。根据电感和电容的连接方式，LC电路可分为LC并联谐振电路和LC串联谐振电路。串联谐振电路我们先来看一下LC串联谐振电路。电感和电容串联在一起，如下图所示。电容器和 电感器 两端的电压之和就是开路端子两端的总电压之和v = v L + v C。LC电路+ Ve端子中的 电流 等于通过电感器（L）和电容器（C）的电流 i = i L = i C 。 电感的感抗和频率成正比，电容的容抗与频率成反比。因此当频率f增加时，电感的感抗XL增加，但是电容的容抗XC减小。 当频率f达到某个特定值时，LC串联电路的感抗和容抗相等，谐振就产生了。 那么我们回到串联谐振回路的阻抗Z。看一下谐振时候的Z是多少。 当电路工作在谐振频率f0时，根据上面f0的公式，带入阻抗Z，可以得到Z=0.也就是说，LC串联谐振电路，感抗和容抗相互抵消，对外呈现短路特性，电路中的电流最大。因此，串联LC电路在与负载串联连接时将充当在谐振频率下具有零阻抗的带通滤波器。 当频率低于谐振频率f0时，XC远大于XL，电路呈容性；当工作频率高于谐振频率f0时，XL远大于XC，电路呈感性。当在工作频率等于谐振频率f0时，电流最大，电路只有电阻在工作。 并联谐振电路我们接着再来看一下LC谐振电路的另一种形式——并联谐振电路。在并联LC电路中，电感器和电容器都并联连接，如图所示。 LC并联电路电感和电容两端的电压相同 v = v L = v C。流经并联LC电路的总电流等于流经电感器的电流与流经电容器的电流之和I = I L + I C。在谐振条件下，当感抗（XL）等于容抗（XC）时，无功支路电流相等且相反。因此，它们彼此抵消，以使电路中的电流最小，在这种状态下，总阻抗最大。LC并联谐振电路的谐振频率如下： 我们再来看一下谐振时候的电路阻抗Z。 把谐振频率f0带入到上面阻抗公式可以得到，阻抗呈无穷大，电路呈开路状态。 因此，并联LC电路在与负载串联时，将充当在谐振频率处具有无限阻抗的带阻滤波器。与负载并联的并联LC电路将用作带阻滤波器。 当频率低于谐振频率f0时，XL远大于XC，电路呈感性；当工作频率高于谐振频率f0时，XC远大于XL，电路呈容性。当在工作频率等于谐振频率f0时，电流最小，阻抗最大。 不知道讲到这里，你找到当初学LC谐振的感觉了没。 责任编辑人：CC

为了降低能源成本，设备设计人员正在不断寻找优化功率密度的新方法。通常情况下，电源设计人员通过增大开关频率来降低功耗和缩小系统尺寸。由于具有诸多优势如宽输出调节范围、窄开关频率范围以及甚至在空载情况下都能保证零电压开关，LLC 谐振转换器（图 1）应用越来越普遍。但是，功率 MOSFET 出现故障一直是LLC 谐振转换器中存在的一个问题。初级 MOSFET 的不良体二极管性能可能导致一些意想不到的系统或器件故障，如在各种异常条件下发生严重的直通电流、体二极管 dv/dt、击穿 dv/dt，以及栅极氧化层击穿，异常条件诸如启动、负载瞬变，和输出短路。在本博文中，我们将阐述如何避免这些 情况下出现MOSFET 故障。 图 1:  LLC 谐振转换器 LLC  谐振转换器中的运行区域和模式 不同 负载条件下 LLC 谐振转换器的直流增益特性如图 2所示。根据不同的 运行频率和 负载条件可以分为三个区域。谐振 频率 f r1 右侧（蓝色部分）为零电压开关区域， 空载情况下最小次级谐振频率 f r2 的左侧（红色部分）是 零电流开关区域。f r1 与 f r2 之间的区域既可以是 零电压开关区域，也可以是零电流开关区域，视负载条件而定。紫色区域标识感性负载区域， 粉色区域标识容性负载区域。对于开关频率 f s f r2 ，谐振回路的输入 阻抗表示容性负载，而通过谐振电路的电流将基波电压施加到  MOSFET。MOSFET在零电流开关(ZCS)处关断，如图 3 (a)所示。 图 2: LLC 谐振转换器的直流增益特性 在 导通 MOSFET 之前，电流流过其他 MOSFET 的体 二极管。当 MOSFET 开关 导通时，其他 MOSFET 体二极管的反向恢复应力 非常严重。高反向恢复 电流尖峰流过其他 MOSFET 开关 ，原因是它无法流过谐振电路。它形成高体二极管 dv/dt并且其电流和电压尖峰可能 在 体二极管反向恢复期间造成器件故障。因此，转换器应该避免 在容性区域运行。对于 f s f r1 ，谐振回路的输入阻抗是 感性负载。如图 3 (b) 所示，MOSFET在 零电压开关 (ZVS) 处导通。导通 开关损耗被最小化，原因是存在米勒效应并且 MOSFET 输入电容不会因为 米勒效应而增大。此外，体二极管反向恢复电流 是一小部分正弦波，并在开关电流为正时变为 开关电流的一部分。因此， 零电压开关通常优先于零电流开关，原因是因反向恢复电流及其结电容的放电，零电压开关能够避免 较大的开关损耗和应力 。 图 3: LLC 谐振转换器中的工作模式 LLC 谐振转换器中的故障模式 1）启动 在启动期间，由于反向恢复 dv/dt，零电压开关运行可能会丢失并且 MOSFET可能发生故障。 在启动之前谐振电容和输出电容完全放电。这些空电容导致Q2 体二极管进一步导通并且在 Q1 导通前不会完全恢复。反向恢复电流非常 高并且在启动期间足以造成直通问题，如图 4 所示。 图 4:  启动期间 LLC 谐振转换器中的波形 启动期间，推荐用于故障模式的解决方案是： 采用快速恢复 MOSFET 减少谐振电容器 控制高侧和低侧 MOSFET 的驱动信号，从而形成完整的体二极管恢复 2）输出短路 在输出短路 期间，MOSFET 通过极高的电流。当发生输出短路 时，L m 在谐振中被分流。LLC 谐振 转换器可由 C r  和 L r 简化为串联谐振回路，因为 C r 仅与 L r 共振。这种状况通常会导致零电流开关 运行（电容模式）。零电流开关运行最严重的缺陷是 导通时的硬式整流，可能导致 二极管反向恢复应力(dv/dt) 和巨大的电流和电压应力，如图 5 所示。另外，由于体二极管反向恢复期间的高 di/dt 和 dv/dt， 该器件还可能被栅极过压应力破坏。 图 5： 输出短路期间 LLC 谐振转换器中的波形 启动期间，推荐用于故障模式的解决方案是： 采用快速恢复 MOSFET 增大导通电阻以减小反向恢复 di/dt 和 dv/dt、体二极管反向电流(I rm ) 和峰值电压 V gs ，如图 6 所示 增加最小开关频率以防止电容模式 在发生输出短路后尽快减少 V gs 关断延迟 减小过流保护电流 图 6： 反向恢复期间的导通 栅极 电阻效应 图  7.：FRFET (FCH072N60F)和 一般 MOSFET (FCH072N60) 之间的反向恢复特性比较 将一般MOSFET 替换为快速恢复 MOSFET (FRFET ®  MOSFET) 非常简单有效，原因是不需要额外电路或 器件。图 7显示与一般 MOSFET 相比，  FRFET MOSFET 在反向恢复特性方面的改进。与一般 MOSFET (FCH072N60) 相比，FRFET MOSFET (FCH072N60F)的反向恢复电荷减少了90% 。FRFET MOSFET体二极管的耐用性比一般 MOSFET 好得多。此外，在反向恢复期间若高侧 MOSFET 从 FRFET 变为一般 MOSFET，低侧 MOSFET 的峰值栅源极电压从 54 V 降为 26 V。由于改进了这么多特性 ，FRFET MOSFET 在 LLC 谐振半桥转换器中提供更高的可靠性 。 有关更多SuperFET® II MOSFET 如何提供更高可靠性和效率的信息，请访问以下应用指南：  650 V 快速恢复 SuperFET II MOSFET 能够提高谐振拓扑的系统效率和可靠性 。 访问 Fairchild 网页，了解更多有关SuperFET II MOSFET产品的信息。

作者： Sheng-yang Yu1 和传统脉宽调制（ PWM ）电源转换器不同的是， 谐振转换器 通过频率调制 来调节输出电压。因此，谐振转换器的设计方法也与 PWM 转换器的设计方法有所差异。 在各种类型的谐振转换器中，图 1 的 LLC 串联谐振转换器（ LLC-SRC ）格外引人瞩目，因为它有 更强的输出调节功能 、更小的循环电流和更低的 电路成本 。 图 1 ：具有 交流（ AC ）输入 / 输出电压 的 LLC-SRC   串联谐振特性 允许直流（ DC ） /DC LLC-SRC 中的开关网络（如图 2 所示 ）拥有 很宽范围的 零电压开关（ ZVS ） ；因此， LLC-SRC 能在前端电源应用中轻松实现超过 94 ％的效率，并能在 高开关频率 下运行。   图 2 ： LLC 谐振半桥转换器   和 PWM 转换器的设计过程相似，当设计 LLC-SRC 时，第一个步骤是选择 满负载情况下 所需的工作频率。剩下的步骤就不同了，因为谐振转换器里没有 占空比因数 。在 LLC-SRC 中占空比保持不变，是 50 ％，非常理想。图 3 展示了 LLC-SRC 的设计流程图 （来自 TI 电源设计研讨会 主题 “ 设计 LLC 谐振半桥电源转换器 ” ）。   图 3 ： LLC 谐振半桥变换器设计流程图 注意， M g 是 DC 电压增益， L n 是 L m 和 L r 的比，而 品质因数 则 可用方程式 1 来诠释 ： 此外， f n 是标准化频率，用 f n = f sw /f o 来诠释，其中   M g /Q e 和 M g /f n 图表中的增益曲线是由图 1 所示的 LLC 谐振槽路 （它也是 LLC 谐振半桥转换器的 线性化电路 ）衍生而来的。 图 3 提供了 LLC 谐振半桥转换器的简单电路参数选择过程。通过检查增益曲线上的 f n_min 、 f n_max 位置，您就能设计出在所有输入条件下开关网络上均具有 ZVS 的高效 LLC 谐振半桥变换器。 当设计 LLC 谐振半桥变换器时，请谨记： l   任何时候，在 M g /f n 图表中 f n_min 都需要高于 增益曲线的脊线 。这是为确保 金属氧化物半导体场效应晶体管（ MOSFET ）能 保持 ZVS 状态 。 l   LLC-SRC 的效率只能在一个操作点进行优化。当 f sw = f o 时，串联 L r 和 C r 变成零阻抗状态 （图 4 ）；该转换器在那个点具有最高的效率。您需要决定自己想优化的线路 / 负载条件，并确保您的开关频率在那样的条件下是谐振频率。 图 4 ：当 f sw = f o 时具有 AC 输入 / 输出电压的 LLC-SRC   其它资源 l   在 TI 电源设计研讨会 论文 中查找 LLC-SRC 设计和优化方面的更多信息。 l   阅读笔者以前所写关于 LLC 转换器的博客。 l   开始了解 LLC 串联谐振转换器设计 l   LLC 串联谐振转换器能发挥多大作用？   原文链接：https://e2e.ti.com/blogs_/b/powerhouse/archive/2015/07/15/power-tips-designing-an-llc-resonant-half-bridge-power-converter