标签: 功率因数校正

什么是功率因数补偿？什么是功率因数校正？ 功率因数补偿：在上世纪五十年代，已经针对具有感性负载的交流用电器具的电压和电流不同相（图 1 ）从而引起的供电效率低下提出了改进方法（由于感性负载的电流滞后所加电压，由于电压和电流的相位不同使供电线路的负担加重导致供电线路效率下降，这就要求在感性用电器具上并联一个电容器用以调整其该用电器具的电压、电流相位特性，例如：当时要求所使用的 40W 日光灯必须并联一个 4.75 μ F 的电容器）。 用电容器并连在感性负载，利用其电容上电流超前电压的特性用以补偿电感上电流滞后电压的特性来使总的特性接近于阻性，从而改善效率低下的方法叫功率因数补偿（交流电的功率因数可以用电源电压与负载电流两者相位角的余弦函数值 cos φ表示）。 图 1 在具有感性负载中供电线路中电压和电流的波形 而在上世纪 80 年代起，用电器具大量的采用效率高的开关电源，由于开关电源都是在整流后用一个大容量的滤波电容，使该用电器具的负载特性呈现容性，这就造成了交流 220V 在对该用电器具供电时，由于滤波电容的充、放电作用，在其两端的直流电压出现略呈锯齿波的纹波。 滤波电容上电压的最小值远非为零，与其最大值 ( 纹波峰值 ) 相差并不多。根据整流二极管的单向导电性，只有在 AC 线路电压瞬时值高于滤波电容上的电压时，整流二极管才会因正向偏置而导通，而当 AC 输入电压瞬时值低于滤波电容上的电压时，整流二极管因反向偏置而截止。 也就是说，在 AC 线路电压的每个半周期内，只是在其峰值附近，二极管才会导通。虽然 AC 输入电压仍大体保持正弦波波形，但 AC 输入电流却呈高幅值的尖峰脉冲，如图 2 所示。这种严重失真的电流波形含有大量的谐波成份，引起线路功率因数严重下降。 在正半个周期内（ 1800 ），整流二极管的导通角大大的小于 1800 甚至只有 300 － 700 ，由于要保证负载功率的要求，在极窄的导通角期间会产生极大的导通电流，使供电电路中的供电电流呈脉冲状态，它不仅降低了供电的效率，更为严重的是它在供电线路容量不足，或电路负载较大时会产生严重的交流电压的波形畸变（图 3 ），并产生多次谐波，从而，干扰了其它用电器具的正常工作（这就是电磁干扰－ EMI 和电磁兼容－ EMC 问题）。 图 2 自从用电器具从过去的感性负载（早期的电视机、收音机等的电源均采用电源变压器的感性器件）变成带整流及滤波电容器的容性负载后，其功率因素补偿的含义不仅是供电的电压和电流不同相位的问题，更为严重的是要解决因供电电流呈强脉冲状态而引起的电磁干扰（ EMI ）和电磁兼容（ EMC ）问题。 这就是在上世纪末发展起来的一项新技术（其背景源于开关电源的迅速发展和广泛应用）。其主要目的是解决因容性负载导致电流波形严重畸变而产生的电磁干扰 (EMl) 和电磁兼容 (EMC) 问题。所以现代的 PFC 技术完全不同于过去的功率因数补偿技术，它是针对非正弦电流波形畸变而采取的，迫使交流线路电流追踪电压波形瞬时变化轨迹，并使电流和电压保持同相位，使系统呈纯电阻性技术（线路电流波形校正技术），这就是 PFC （功率因数校正）。 所以现代的 PFC 技术完成了电流波形的校正也解决了电压、电流的同相问题。 图 3 于以上原因，要求用电功率大于 85W 以上（有的资料显示大于 75W ）的容性负载用电器具，必须增加校正其负载特性的校正电路，使其负载特性接近于阻性（电压和电流波形同相且波形相近）。这就是现代的功率因数校正（ PFC ）电路。 容性负载的危害 下面的图 4 是不用滤波电容的半波整流电路，图 5 是用了大容量滤波电容的半波整流电路。我们根据这两个电路来分析两电路中电流的波形。 图 4 A 中 D 是整流管， R 是负载。图 4B 是该电路接入交流电时电路中电压、电流波形图 在 (00 ～ 1800)t0~t3 时间： t0 时间电压为零电流为零，在 t1 时间电压达到最大值电流也达到最大值，在 t3 时间电压为零电流为零。（二极管导通 1800 ） 在（ 1800 ～ 3600 ） t3~t4: 时间：二极管反偏无电压及电流。（二极管截止） 在 (3600 ～ 5400)t4 ～ t6 时间： t4 时间电压为零电流为零，在 t5 时间电压达到最大值电流也达到最大值，在 t6 时间电压为零电流为零。（二极管导通 1800 ） 结论：在无滤波电容的整流电路中，供电电路的电压和电流同相，二极管导通角为 1800 ，对于供电线路来说，该电路呈现纯阻性的负载特性。 图 5 图 5A 中 D 是整流管， R 是负载， C 是滤波电容。图 5B 是该电路接入交流电时电路中电压、电流波形图。 在 (00 ～ 1800)t0 ～ t3 时间： t1 时间电压为零电流为零，在 t1 时间电压达到最大值电流也达到最大值，因为此时对负载 R 供电的同时还要对电容 C 进行充电，所以电流的幅度比较大。在 t1 时间由于对电容 C 进行充电，电容上电压 Uc 达到输入交流电的峰值，由于电容上电压不能突变，使在 t1~t3 期间，二极管右边电压为 Uc ，而左边电压在 t2 时间电压由峰值逐渐下降为零， t1~t3 期间二极管反偏截止，此期间电流为零。（增加滤波电容 C 后第一个交流电的正半周，二极管的导通角为 900 ） 在 (1800 ～ 3600)t3 ～ t4 时间：二极管反偏无电压及电流。（二极管截止） 在 (3600 ～ 4100)t4 ～ t5 时间：由于在 t3~t4 时间二极管反偏，不对 C 充电， C 上电压通过负载放电，电压逐渐下降（下降的幅度由 C 的容量及 R 的阻值大小决定，如果 C 的容量足够大，而且 R 的阻值也足够大，其 Uc 下降很缓慢。）在 t4~t5 期间尽管二极管左边电压在逐步上升，但是由于二极管右边的 Uc 放电缓慢右边的电压 Uc 仍旧大于左边，二极管仍旧反偏截止。 在 (4100 ～ 5400)t5 ～ t7 时间： t5 时间二极管左边电压上升到超过右边电压二极管导通对负载供电并对 C 充电，其流过二极管的电流较大，到了 t6 时间二极管左边电压又逐步下降，由于 Uc 又充电到最大值，二极管在 t6~t7 时间又进入反偏截止。 结论：在有滤波电容的整流电路中，供电电路的电压和电流波形完全不同，电流波形，在短时间内呈强脉冲状态，二级极管导通角小于 1800 （根据负载 R 和滤波电容 C 的时间常数而决定）。该电路对于供电线路来说，由于在强电流脉冲的极短期间线路上会产生较大的压降（对于内阻较大的供电线路尤为显著）使供电线路的电压波形产生畸变，强脉冲的高次谐波对其它的用电器具产生较强的干扰。 怎样进行功率因素校正： 功率因素校正（ PFC ） 我们目前用的电视机由于采用了高效的开关电源，而开关电源内部电源输入部分，无一例外的采用了二极管全波整流及滤波电路，如图 6A ，其电压和电流波形如图 6B 图 6 A B 为了抑止电流波形的畸变及提高功率因数，现代的功率较大（大于 85W ）具有开关电源（容性负载）的用电器具，必须采用 PFC 措施， PFC 有；有源 PFC 和无源 PFC 两种方式。 目前部分厂家不使用晶体管等有源器件组成的校正电路。一般由二极管、电阻、电容和电感等无源器件组成，向目前国内的电视机生产厂对过去设计的功率较大的电视机，在整流桥堆和滤波电容之间加一只电感（适当选取电感量），利用电感上电流不能突变的特性来平滑电容充电强脉冲的波动，改善供电线路电流波形的畸变，并且在电感上电压超前电流的特性也补偿滤波电容电流超前电压的特性，使功率因数、电磁兼容和电磁干扰得以改善，如图 7 。 图 7 此电路虽然简单，可以在前期设计的无 PFC 功能的设备上，简单的增加一个合适的电感（适当的选取 L 和 C 的值），从而达到具有 PFC 的作用，但是这种简单的、低成本的无源 PFC 输出纹波较大，滤波电容两端的直流电压也较低，电流畸变的校正及功率因数补偿的能力都很差，而且 L 的绕制及铁芯的质量控制不好，会对图像及伴音产生严重的干扰，只能是对于前期无 PFC 设备使之能进入市场的临时措施。 有源 PFC 电路的原理 有源 PFC 则是有很好的效果，基本上可以完全的消除电流波形的畸变，而且电压和电流的相位可以控制保持一致，它可以基本上完全解决了功率因数、电磁兼容、电磁干扰的问题，但是电路非常的复杂，其基本思路是在 220V 整流桥堆后去掉滤波电容（以消除因电容的充电造成的电流波形畸变及相位的变化），去掉滤波电容后由一个“斩波”电路把脉动的直流变成高频（约 100K ）交流再经过整流滤波后，其直流电压再向常规的 PWM 开关稳压电源供电，其过程是； AC → DC → AC → DC 。 有源 PFC 的基本原理是在开关电源的整流电路和滤波电容之间增加一个 DC － DC 的斩波电路图 8 （附加开关电源），对于供电线路来说该整流电路输出没有直接接滤波电容，所以其对于供电线路来说呈现的是纯阻性的负载，其电压和电流波形同相、相位相同。斩波电路的工作也类似于一个开关电源。所以说有源 PFC 开关电源就是一个双开关电源的开关电源电路，它是由斩波器（我们以后称它为：“ PFC 开关电源”）和稳压开关电源（我们以后称它为：“ PWM 开关电源”）组成的。 图 8 斩波器部分（ PFC 开关电源） 整流二极管整流以后不加滤波电容器，把未经滤波的脉动正半周电压作为斩波器的供电源，由于斩波器的一连串的做 “开关”工作脉动的正电压被“斩”成图 9 的电流波形，其波形的特点是： 1 、电流波形是断续的，其包络线和电压波形相同，并且包络线和电压波形相位同相。 2 、由于斩波的作用，半波脉动的直流电变成高频（由斩波频率决定，约 100KHz ）“交流”电，该高频“交流”电要再次经过整流才能被后级 PWM 开关稳压电源使用。 3 、从外供电总的看该用电系统做到了交流电压和交流电流同相并且电压波形和电流波形均符合正弦波形，既解决了功率因素补偿问题，也解决电磁兼容（ EMC ）和电磁干扰（ EMI ）问题。 该高频 “交流”电在经过整流二极管整流并经过滤波变成直流电压（电源）向后级的 PWM 开关电源供电。该直流电压在某些资料上把它称为： B+PFC （ TPW-4211 即是如此），在斩波器输出的 B+PFC 电压一般高于原 220 交流整流滤波后的 +300V ，其原因是选用高电压，其电感的线径小、线路压降小、滤波电容容量小，且滤波效果好，对后级 PWM 开关管要求低等等诸多好处。黑为电压波形 红色虚线为电流包络波形 图 9 目前 PFC 开关电源部分，起到开关作用的斩波管（ K ）有两种工作方式： 1 、 连续导通模式（ CCM ）：开关管的工作频率一定，而导通的占空比（系数）随被斩波电压的幅度变化而变化 , 如图 10 ，图中 T1 和 T2 的位置是： T1 在被斩波电压（半个周期）的低电压区， T2 在被斩波电压高电压区， T1 （时间）＝ T2 （时间）从图中可以看到所有的开关周期时间都相等，这说明在被斩波电压的任何幅度时，斩波管的工作频率不变，从图 10 中可以看出；在高电压区和低电压区每个斩波周期内的占空比不同（ T1 和 T2 的时间相同，而上升脉冲的宽度不同），被斩波电压为零时（无电压），斩波频率仍然不变，所以称为连续导通模式（ CCM ）该种模式一般应用在 250W ～ 2000W 的设备上。 图 10 2 、 不连续导通模式（ DCM ）：斩波开关管的工作频率随被斩波电压的大小变化（每一个开关周期内“开”“关”时间相等。如图 11 ： T1 和 T2 时间不同，也反映随着电压幅度的变化其斩波频率也相应变化。被斩波电压为“零”开关停止（振荡停止），所以称为不连续导通模式（ DCM ），即有输入电压斩波管工作，无输入电压斩波管不工作。他一般应用在 250W 以下的小功率设备上。 图 11 （ 3 ）临界导通模式（ CRM ）或过渡模式（ TCM ）： 工作介于 CCM 和 DCM 之间，工作更接近 DCM 模式。在上一个导通周期结束后，下一个导通周期之前，电感电流将衰减为零，而且频率随着线路电压和负载的变化而变化。 优点：廉价芯片、便于设计，没有开关的导通损耗，升压二极管的选择并非决定性的； 缺点：由于频率变化，存在潜在的 EMI 问题，需要一个设计精确的输入滤波器。 关注公众号“优特美尔商城”，获取更多电子元器件知识、电路讲解、型号资料、电子资讯，欢迎留言讨论。

　　 引言 　　电力电子装置的广泛应用，给公用电网造成严重污染，谐波和无功问题日益受到重视。为了减轻电力污染的危害程度，许多国家纷纷制定了相应的标准，如国际电工委员会的谐波标准IEEE555—2和IEC—1000—3—2等。功率因数校正(Power Factor Correction，简称PFC)技术，尤其是有源功率因数校正(Active Power FactorCorrection，简称APFC)技术可以有效的抑制谐波，已成为研究的热点。 　　单相APFC技术的研究比较成熟，已有不少商业化的专用控制芯片，如UC3854，IRll 50，LTl508，ML4819。与单相功率因数校正整流装置相比，三相PFC整流装置具有许多优点：(1)输入功率高，功率额定值可达几千瓦以上；(2)单相PFC整流装置输入功率是一个两倍于工频变化的量，但在三相平衡装置中，三相输入功率脉动部分的总和为零，输入功率是一恒定值，三相PFC整流装置输出功率的脉动周期仅为单相全波整流的三分之一，脉动系数低，因此可以使用容量较小的输出电容，从而可以实现更快的输出电压动态响应。 　　三相APFC技术正成为众多学者研究的重点，但其实现有一定的困难，而且还未见成熟的专用控制芯片。若能将单相APFC电路简单整合成一个三相APFC电路，将能充分利用成熟的单相控制芯片，制作出满足要求的三相APFC装置。 　　 1 由单相APFC组合成三相APFC的几种方法 　　单相PFC组合成三相PFC的技术优势是：(1)无需研究新的拓扑和控制方式，可直接应用发展比较成熟的单相PFC拓扑，以及相应的单相PFC控制芯片和控制方法；(2)电路由多个单相PFC同时供电，如果某一相出现故障，其余两相仍能继续向负载供电，电路具有冗余特性；(3)由于单向模块的使用，因此需要更少的维护和维修，而且有利于产品的标准化；(4)与三相PFC相比，不需要高压器件等。 　　下面将对由单相PFC实现三相PFC的几种方法分别进行介绍。 　　 1)由三个分别带隔离DC／DC变换的单相PFC并联组成的方法 　　每个单相PFC后跟随一个隔离型DC／DC变换器，DC／DC变换器输出端并联起来，形成一个直流回路后向负载供电，如图l所示。此类电路即可采用三相三线制接法，也可用三相四线制的接法，很灵活且很简单。而且此类电路都可设计成单级形式，从而减少功率等级且动态响应比较快。但该类电路由三个完全独立的单相PFC及DC／DC变换器组成，由于需3个外加隔离的DC／DC变换器，因此用的器件比较多，成本较高。 　　(1)单相PFC电路由全桥电路构成 　　图2电路的特点是DC／DC的开关控制比较简单，相对于其它电路更适合于大功率场合的应用。但是由于隔离变压器反射电压的影响，全桥电路相对于反激电路来说有更高的电流失真。 　　(2)单相PFC电路由Buck电路构成图5 用三个单相Buck变换器组成的三相PFC示意图图3所示Buck型电路的结构比较简单，同全桥电路相似， 　　由于隔离变压器反射电压的影响，其相对于反激电路来说也有较大的电流失真，但其谐波仍可以限定在比较低水平，达到IEC—1000的要求。另外，其可实现的功率等级的大小不如全桥高，但比反激式电路要大。 　　(3)单相PFC电路由反激电路构成 　　图4所示反激式电路有比较接近正弦的相电流，而且功率因数也更接近于单位功率因数。由于其本身的结构特点，所以不必以增加电压为代价即可达到隔离的作用。但相对于前两种电路其功率不容易做大。 　　(4)单相PFC电路由SEPIC电路构成 　　在Boost变换中，传统的隔离在此种情况下的应用并不理想，因为在电流连续情况下，器件将产生高的电压应力，在电流断续情况下将产生较大的输入电流失真。 　　图5所示的电路是用隔离SEPIC电路组成的三相PFC电路，SEPIC变换器的输入端类似于Boost电路，因此具有Boost电路的优点，如有低的输入电流失真和更小的EMI滤波器。在输出端SEPIC电路像反激式变换器，从而不必以增加电压为代价达到隔离的作用。 　　 2)由三个单相PFC在输出端直接并联组成的方法 　　图6是将3个单相PFC变换器在其输出端直接并联而成的，因此结构相对较简单。由于该电路是三个单相。PFC变换器在输出端直接并联而成的，各相之间存在较严重的耦合。下面给出一种其相应的电路，如图7所示，电路中三个单相PFC之间存在相互影响，即使加入隔离电感和隔离二极管后也不能完全消除这种影响，导致电路的效率和输入电流THD指标有所下降，所以在大功率场合很少应用，但在中小功率场合有一定的使用价值。 　　图9是其一种实际的应用电路图，工作原理是，三相输入电压Ua，Ub，Uc(相位相差120°)。通过带有中心抽头的变压器变成两相电压Uab和Uck(相位相差90°)，Uab和Uck。的矢量图如图10所示。 　　通过这样的变换，就变成两个三相单开关PFC的并联。尽管|Uab|≠|Uck|，但采用适当控制可以使两个电路平分输出电压，这一特性能够抵消电容中的低频纹波，从而有效地减少电容的温升，延长电容的寿命。因为每个电路独立工作，所以两个功率开关的开通和关断互不影响。不足是不能在整个负载范围实现功率因数校正等。 　　4)由矩阵式DC／DC变换器构成的方法 　　新颖组合式三相APFC拓扑结构示意图如图11所示，该电路由三个单相PFC电路组合而成，与前面所介绍的三相组合式PFC电路极其相似，不同点在于，该电路中三个单相PFC的输出并不是直接将三个单相直流输出电压并联，而是通过高频矩阵式功率变换器，使三个单相PFC直流输出耦合成一路直流输出。该电路的关键在于引入了矩阵变压器技术，充分利用了矩阵变压器磁耦合原理。其等效电路图如图12所示。 　　三个单相PFC经逆变后的交变电压相位、频率、幅值相同，通过三相矩阵高频变压器的耦合、变压及隔离，输出所需要的直流电压。三个单相PFC独立性比较强，输出之间相互电气隔离，解决了三个单相PFC之间相互影响的图12利用矩阵变换器实现的等效电路图这一技术难题。 　　 2 结束语 　　三相PFC整流电路遇到的一个很大的难题就是三相之间的耦合，上述各种方法已分别对此难题进行了相应的解决。每相分别加隔离DC／DC的做法虽然可以解决此问题，但其代价就是使电路所用的器件增多。隔离电感和隔离电容的加入可以对耦合加以抑制，而且在中小功率场合也有一定的实用价值。通过矩阵变换器实现的电路解决了这一技术难题，三个单相PFC独立性比较强，输出之间相互电气隔离。当然代价也是使用器件相对较多。但是考虑到由单相PFC实现三相PFC的种种优势，上述各种方法还是有一定应用前景。

在电子设备开发中，电源的高效化已经逐年成为重要主题。另外，不仅是面临电力能源问题的日本，在全世界的发电和输电相关的电力公司，功率因数校正设备的普及与高效率同样是重中之重。在此介绍同时实现了设备工作时的功率因数校正与待机时的高效率的AC/DC电源技术。 1.功率因数与功率因数校正电路（PFC） 功率因数是指是否将电力公司生产的电力毫无损耗地输送到电子设备的数值；效率是指是否将该电力毫无损耗地转换的数值。当交流电力的电压与电流的相位差为φ时，按功率因数＝COSφ求得功率因数，当电压与电流没有相位差，即正弦波时功率因数为1。 简单地说，纯电阻负载时，电压与电流波形不发生相位延迟，因此，功率因数为1（图1）。 功率因数为1时的波形与电路例 但是，在现代电子设备中，开关电源的应用广泛，为使输入的交流电压平滑，一般使用电容器（称为电容输入型整流滤波）。通过这种滤波用电容负载，只有在比滤波电容电压还高时输入交流电压才会流过，因此导通角变小，电流波形成为含有高频成分的非正弦波电流（图2）。 高频电流时的波形和电路例 因此，即使消耗了相同功率，在电源侧也会流过瞬时大电流（比如功率因数为0.5时，与功率因数为1时相比，峰值电流高达2倍），电力公司针对这种含有高频成分的非正弦波电流，花费了额外发电和设备损坏事故的对策用的巨大费用。 为防止这些问题的发生，世界各国对特定功率以上的设备实行高频电流限制，并反映在各国的国内法规及执行上。满足这些限制的手段之一是利用功率因数校正电路（PFC），将输入电流波形变为接近正弦波，从而抑制高频电流。 作为这种功率因数校正的手段，一般采用使用了无源元件（电感）的无源方式和使功率元器件开关的有源方式。 无源方式的电路结构简单，但难以满足更宽的输入电压范围，小型化也很难。与之相对的有源方式则可满足更宽的输入电压范围，有利于小型化（图3）。 功率因数校正前后的电流波形比较 这种有源方式的功率因数校正电路（PFC）从效率的角度看，因自身功耗而导致效率下降。尤其在具有待机模式的现代电子设备中尤为显著。 【 分页导航 】 第1页：功率因数与功率因数校正电路（PFC） 第2页：同时实现功率因数校正电路与高效率 第3页：卓越的电源产品开发体制与完善的服务支持体制 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 2.同时实现功率因数校正电路与高效率 ROHM开发出了同时实现功率因数校正电路与高效率的、内置PFC控制功能的AC/DC转换器IC（BM1C001F）。本产品搭载了以任意功率开/关功率因数校正电路（PFC）控制器的功能和PFC输出新控制方式。通过这些技术，不仅大幅降低了待机功耗，而且还有助于满足国际标准能源之星6.0所规定的水平。另外，通过集成功率因数校正电路（PFC）控制器与准谐振电路（QR）控制器，与以往相比，还可减少20%的零部件数量，有助于实现电源的小型化。 ＜新产品的特点＞ （1）通过搭载PFC控制器ON/OFF设定功能，改善了轻载时的转换效率，并降低了待机时功耗（图4） PFC控制器ON/OFF设定功能图 ●监测二次侧的负载功率，并针对该功率对PFC控制器进行ON/OFF控制，尤其有助于提升在无需PFC的负载范围（75W以下）的电源转换效率。 ●在100W级的电源中使用本IC产品时，使用我公司的评估板，待机功耗在AC100V时为85mW以下，AC230V时为190mW以下，满足能源之星6.0（美国环境保护署制定）所规定的210mW以下的要求。 （2）利用ROHM独有的PFC输出新控制方式，针对世界各国的AC输入电源均可实现更高效率（图5） PFC输出新控制方式图 ●世界各国的AC电源输入范围不同，以往的PFC IC的输出电压设定是恒定的，因此，当升压比较大时（例如，AC100V输入时的PF输出为400V时等），会导致开关损耗增大，效率降低。本产品通过搭载PFC输出新控制方式，输出符合AC输入电压的PFC输出电压，从而可抑制功率因数校正电路（PFC）的效率降低现象。 例如，100W级的电源中，对AC100V输入时的效率进行比较，与PFC输出固定的情况相比，预计转换效率可提升约2%。　 （3）采用有利于高效率、低噪音的准谐振电路 这种方式，由于有助于实现软开关和低EMI的开关MOSFET和电流检测电阻为外置方式，因此，电源设计的自由度更高。另外，内置脉冲功能，实现了轻负载高效率。 （4）功率因数校正电路（PFC）控制器与准谐振电路（QR）一体化封装，使零部件数量大大减少 通过一体化封装，可减少通用设计部分的零部件数量，与各自独立的情况相比，零部件数量成功减少约20%。 【 分页导航 】 第1页：功率因数与功率因数校正电路（PFC） 第2页：同时实现功率因数校正电路与高效率 第3页：卓越的电源产品开发体制与完善的服务支持体制 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 3.卓越的电源产品开发体制与完善的服务支持体制 在设计电源电路时，并非仅有好的IC即可组成好的电源。要想打造最佳的电源电路，除了IC选型以外，还需要电容、线圈和变压器绕组设计等无源器件的选型以及PCB底片（Artwork）等众多设计诀窍。因此，选择能够支持其应用设计的制造商与选择IC同等重要。 ROHM不仅开发并销售LSI产品，还备有支持客户设计的专职队伍。可配合用户要求的规格（输出电压、输出电流等），提供最佳的电源设计方案。 他们将与AC/DC转换器、DC/DC转换器以及MOSFET、二极管、电阻等分立元件一起为客户提供综合电路设计支持。 【 分页导航 】 第1页：功率因数与功率因数校正电路（PFC） 第2页：同时实现功率因数校正电路与高效率 第3页：卓越的电源产品开发体制与完善的服务支持体制 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载

  这种所谓的填谷式功率因数校正方法需要用到额外的二极管和电容器，通过改变存储电容各充电和放电阶段的电路效率来提高功率因数。这种情况并不是真正的无源（没有LC滤波器），而是有源的，只是因为在一个周期的不同时期二极管的开关工作。 这种方法是由Spangler于1988年提出的。最近，KitSum采用Spangler电路的倍电压类型的计算机模拟结果表明功率因数有可能达到98％。        在低功率应用如荧光灯中该低成本解决方案是很有潜力的，原始的Spangler方案已在这方面应用了很多年。它是一个不容忽视的好的、廉价、实用有效的解决方案。 图4.1.7给出了原始的Spangler电路，图4.1.8给出了计算机模拟的该电路输入所期望的电流波形。图4.1.9给出了新型的倍电压类型的Spangler电路，图4.1.10给出了计算机模拟的在倍电压类型电路的输入所期望的电流波形。   4.1.7低功率应用时的“填谷式”功率因数校正电路(Spangler)   图4.1.8  Spangler电路的典型输入电流波形     4.1.9  改进后的“填谷式”功率因数校正电路(Spangler和KitSum)   4.1.10  改进后的Spangler电路的输入电流的波形   1.3.2 功能        在简单条件下，图4.1.7所示填谷式功率因数校正电路的功能如下：        考虑输入正弦波为刚过零点的情况。设加在负载R1上的输出电压约为供电输入电压峰值的　　１/3 ，C1通过D3给负载供电，同时C2通过D2给负载供电。因此C1和C2是以并联的方式给负载供电。二极管D1反偏不导通。 因为电源桥式整流器BR1的输出电压超过供电电压，所以桥路二极管被反向配置而输入电流将为零，如图4.1.8中波形的起始部分所示。 当输入电压大于输出电压时，BR1将导通以增大输出电压。此时二极管D2和D3将关断，电容器C1和C2将停止向负载供电。因此负载电路现在直接从电源通过桥式整流器提供，因供电电压小于C1和C2上的电压之和，这时D1将不导通。 直到供电电压达到C1和C2上的电压之和时，加到整流桥输出的负载才是线性的负载，输入电流将和输入电压一样为正弦波形。 当供电电压达到峰值时，它将超过C1和C2上的电压之和，D1通过C2、D1、R2和C1导通并再对串联电容器充电。供电电压峰值附近的短暂电流被电阻器R2限流。 当供电电压开始下降时，所有的二极管都将关断，负载电流又重新直接通过整流桥BR1供电。 当供电电压刚下降到原来峰值的50％时，二极管D3和D2将重新导通，通过并联的C1和C2对负载供电。 这种类型的电路，输出纹波电压将超过半波整流后电压峰值的50％，与电容器的大小无关。因此这种方法仅适用于那些可以承受大的纹波电压的负载。 改进后的电路如图4.1.9所示，小电容C3和C4产生的倍压效应使得在很低的供电电压下依然能够导通，填充了电流波形内的关断部分，如图4.1.10所示，稍微减少了失真。C3和C4比C1和C2小得多。   填谷电路原理如下图，比如220VAC整流滤波后是310V左右的DC，电容串联充电,每个电容器分得的电压大概是155V左右，然后并联放电就也是155V左右；同理90V的AC整流滤波后是130V左右的DC，电容串联充电，每个电容器分得的电压大概是65V左右,然后并联放电就也是65V左右。   这是一种典型的逐流电路，90年代在照明行业很流行,后来发现这种电路的缺点是供给开关管的直流电压波峰比很高，输出电流波峰比也很高。 填谷电路不适合做降压型电源的。因为填谷电路滤波的电路输出电压谷值只有电解滤波电路谷值的一半。 填谷式的整流方式整流后的输出电压比普通整流后的输出电压低不少，这才是要注意的，有可能用填谷式后在低压输入的时候带载不足。因此可能要加大电感量才能提高到普通整流时的输出功率。 这个电路用于LED照明，谐波测试CLASS D和CLASS B根本就没有办法过，CLASS  C 也过不了。 二极管串联的是10 ohm/0.5W的电阻。改变一下(增大)可能PF会好些，但是，待机会有问题的。 神奇电路的实测结果： 没有加神奇电路前     神奇后