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1. 前言 近年来，对AC/DC电源的效率要求越来越高。其中一种提高AC/DC转换器效率的方法是将二极管整流方式变为同步整流方式。在DC/DC转换器的案例中，通过采用同步整流方式可使效率显著提升已经是众所周知的事实。对于AC/DC转换器来说也是如此，如下图所示，很容易理解通过将二次侧的整流二极管变更为MOSFET，可大大降低这部分的损耗并提高效率。 在简单的比较示例中，如果二极管的IF为3A、VF为1V，则损耗为3W。将二极管替换为导通电阻10mΩ的MOSFET后，损耗用I2R计算得出0.09W，低于二极管的1/30。 那么，为什么目前仍然有很多AC/DC转换器还采用二极管整流方式呢？ 例如，很多中等功率以下的AC/DC转换器采用PWM反激方式，并根据输入输出条件和变压器规格以连续模式工作。如果将这种方式简单地与同步整流方式组合的话，在连续模式工作时将无法正常控制，一次侧开关元件（MOSFET）和二次侧整流元件（MOSFET）将同时导通，可能会因直通电流（（Flow-through Current））导致元件损坏。因此，会产生一些限制，比如增加防止同时导通的电路、采用不会以连续模式工作的准谐振方式、或使用时仅通过不连续模式工作等，存在一些无法简单地采用同步整流方式的课题。 然而，AC/DC转换器的效率改善是必须的，二极管等元器件的技术是有局限性的，所以，开发出了二次侧同步整流控制器。在这里将使用二次侧同步整流控制器ICBM1R001xxF系列，介绍将二极管整流的AC/DC转换器改为同步整流方式的设计案例。 计划介绍的内容如下： 设计步骤 设计条件 控制器IC选型 元器件选型 电路工作调整 PCB布局 特性评估 2. 设计步骤 这是使用二次侧同步整流控制器IC BM1R001xxF系列，将二极管整流的AC/DC转换器改为同步整流方式的设计案例。 该设计的目的是将AC/DC转换器中二次侧搭载的整流二极管和分流稳压器替换为二次侧同步整流控制器IC BM1R001xxF系列，以提高AC/DC转换器的效率。设计步骤大致如下： 同步整流电路部的设计  1-1. 同步整流用MOSFET的选型  1-2. 控制IC的选型  1-3. 外围部件的选型 分流稳压器电路部的设计 故障排除（Trouble Shooting） 特性评估 1和2的电路设计概述如下。另外，该设计案例不包括一次侧的设计。 1. 同步整流电路部的设计概述 1-1. 同步整流用MOSFET的选型 ・首先，选择取代整流二极管的同步整流用MOSFET。 ・根据整流二极管产生的反向电压VR、正向电流IF，来评估替换用MOSFET的最大漏源间电压、峰值电流、Ron的损耗、封装的最大容许损耗等并进行选择。 ・作为必须的确认环节，需要在整机实装的状态下确认运行情况，并根据需要来探讨散热器等的散热情况。 1-2. 控制IC的选型 ・需要了解到，BM1R001xxF系列采用了强制OFF时间（Compulsion OFF Time）控制，以支持各种电源应用。 ・首先通过计算已掌握的整流二极管产生的反向电压VR、正向电流IF以及二次侧MOSFET最大ON时间tMAX_ON，来选择相应的IC。 ・BM1R001xxF系列即可配置低边型同步整流用MOSFET，也可配置高边型同步整流用MOSFET，因此需要同时探讨高边和低边电路。 1-3. 外围部件的选型 ・为了防止MOSFET开关时产生的浪涌电压导致的误检测，需要选择用于漏极引脚的对策部件。 ・设置IC电源引脚VCC的供电电路 2. 分流稳压器电路部的设计概述 ・BM1R001xxF系列内置有低功耗高精度分流稳压器，可减少分流稳压器部的功耗。 ・由于在IC内部分流稳压器与同步整流控制器是完全分离的，因此在高边型的反激式应用中，也需要探讨基于GND的分流稳压器使用。 ・由于也可以不使用IC内置的分流稳压器，因此需要探讨不使用时的电路。 下一篇文章计划介绍设计案例和设计中使用的BM1R001xxF系列的相关内容。 3. 用于设计的IC 在这里将继续介绍使用二次侧同步整流控制器IC BM1R001xxF系列，将二极管整流的AC/DC转换器改为同步整流方式的设计案例。本文将介绍设计中使用的IC BM1R001xxF系列。 用于设计的IC：BM1R001xxF系列 BM1R001xxF系列基本上是用来将AC/DC转换器的二次侧输出段改为同步整流方式的同步整流控制器IC。该系列由BM1R00146F～BM1R00150共5款机型组成，它们的“强制OFF时间（Compulsion OFF Time）”不同，这是用来通过DRAIN引脚产生的谐振波形防止二次侧MOSFET栅极导通的屏蔽时间。根据同步整流方式电路的条件，需要选择相应的强制OFF时间，详细内容会在IC的选型一文中进行介绍。封装采用小巧而简单的SOP8封装。 主要的内部功能单元为分流稳压器部和同步整流控制器部。分流稳压器具有低消耗电流和高精度的特点，可通过降低控制电路电流来减少待机功耗。同步整流控制器支持所有模式：不连续～临界～连续模式，因此也可用于PWM方式的转换器。另外，在连续模式运行时，无需输入一次侧的开关同步信号即可工作，可节省部件数量和空间。 另外，分流稳压器和同步整流控制器是由独立的芯片组成的。分流稳压器独立，因此既支持高边开关，也支持低边开关。此外，还可仅使用同步整流控制器，可支持各种应用。 工作电源电压宽达2.7V～32V，适用于各种输出的应用。另外，采用120V高耐压工艺，可直接监测漏极电压。 主要特点、规格、应用领域如下： 主要特点 主要规格 ・内置低功耗分流稳压器，待机功耗更低 ・同步整流开关配置：支持高边和低边两种类型 ・高耐压工艺：漏极引脚耐压120V ・输入工作电压范围更宽：2.7V～32V ・支持PWM、准谐振等各种驱动方式 ・连续模式时，无需一次侧信号输入 ・内置SH_IN、SH_OUT、引脚过电压保护（OVP） ・内置过热保护（TSD） ・内置自动关断功能 ・采用SOP8封装，支持波峰焊 ・输入电压范围：2.7V～32V ・工作电路电流（SW停止时）：800µA (Typ) ・自动关断时电路电流：120µA (Typ) ・漏极监控引脚耐压：120V ・工作温度范围：－40℃～＋105℃ 应用 ・所有ACDC转换器 ・充电器/适配器 ・TV 后续将根据设计步骤中的步骤，根据改为同步整流方式的电路规格，从BM1R001xxF系列中选择适合的机型来展开设计。 4. 电源规格和替代电路 上一篇文章中大致介绍了用于设计的ICBM1R001xxF系列的概要，从本文开始将进入具体的设计。 在此再次回顾一下，该设计案例的目的是使用二次侧同步整流控制器IC BM1R001xxF系列，将二极管整流的AC/DC转换器改为同步整流方式。所以，前提是首先需要有二极管整流AC/DC转换器的电路规格，然后延续其规格并改为同步整流方式。 电源规格与替代电路示例 在该示例中，将用BM1R001xxF系列替换组成以下AC/DC转换器二次侧二极管整流电路的整流二极管和分流稳压器部分。 ＜AC/DC转换器电源规格＞ ・输入电压（VIN）：　400Vdc ・输出电压（VOUT）：　5V ・输出电流（IOUT）：　10A ・电源方式：　隔离型PWM反激式转换器 ・开关频率：　130kHz 该AC/DC转换器的电路图如下。 位于橙色区域的DOUT是整流二极管部分，U1和电阻是分流稳压器部分，橙色区域是此次替换的对象部分。顺便提一下，PC1是一个光耦（光电耦合器），是用来隔离输出电压并反馈给一次侧的隔离元件，因此不是替换对象，在用BM1R001xxF系列替换后的电路中也是必要的元件。 替换后的电路如下。其中彩色阴影区域为替换后的电路。 有两种替换方法。左侧是在变压器的低边（GND线）配置开关（MOSFET）的低边型，右侧是在变压器的高边（VOUT线）配置开关（MOSFET）的高边型。解说是针对两种方法进行的，最终需要按两种电路完成设计并进行评估。 在上面的电路中，整流二极管由MOSFET代替，分流稳压器由内置IC的分流稳压器代替，说实话，外置部件略有增加。因此，如果是普通的二次侧同步整流IC，IC的电路电流一定会导致待机功耗增加。但是，本IC通过内置分流稳压器，可降低IC增加部分的功耗，因而不会增加待机功耗，并可大大改善效率，同时还可削减分流稳压器相应的部件数量。 5. 同步整流电路部 同步整流用MOSFET的选型 理解了上一篇文章中“电源规格与替代电路示例”的内容后，下面进入具体的电路设计。原电路的二次侧为二极管整流电路，将其改为同步整流电路的步骤为：1）选择整流二极管替换用MOSFET，2）确认相关各条件并进行设置，3）从设计所使用的IC BM1R001xxF系列中选择最适合的IC。本文中首先对取代二极管的的MOSFET进行选型。 同步整流电路部分：取代二次侧整流二极管的同步整流用MOSFET的选型 先选择取代二次侧整流二极管DOUT的同步整流用MOSFET M2。为了进行替换，需要先确认现有电路中的电流、电压和波形等，然后选择适合的MOSFET。首先，需要确认整流二极管DOUT产生的反向电压VR和正向电流IF。参见右图。 以测得的整流二极管反向电压VR和正向电流IF为大致标准，来确定替代用MOSFET的最大漏源间电压VDS、漏极电流ID。 另外，在进行MOSFET选型时，还需要考虑到Ron（导通电阻）带来的损耗、封装的最大容许损耗PD等因素。如果MOSFET M2的Ron过高，MOSFET可能会异常发热。在设计时需要充分考虑到这些因素，并在整机实装的状态下进行确认，必要时需要配置散热器等进行散热。 根据上述波形观测结果，MOSFET M2的选型示例如下。该选择对于VR、IF的峰值来说具有充分余量。 ＜MOSFET M2的选型示例＞ VDS＝60V　（VR_PEAK＝40V起） ID=50A　（IF_PEAK＝26A起） 其他特性：Ron＝4mΩ，PD＝120W 请注意，电源IC BM1R001xxF系列的DRAIN引脚的绝对最大额定值为120V（Ta＝25℃）。需要确认施加于IC的DRAIN引脚的电压不要超过绝对最大额定值。如果需要对DRAIN引脚施加超出绝对最大额定值的电压，请参阅后续计划介绍的“反激式应用中的故障排除”、“当VDS2受浪涌影响而超过二次侧MOSFET的VDS耐压时”的对策方案。 6. 同步整流电路部分 （1）电源IC的选择 本文将介绍第二步相关内容，确认现有电路的工作和各种条件，并选定设计所用的电源IC。在此进行的设计是将现有AC/DC转换器的二次侧二极管整流电路替换为同步整流电路，因此必然需要先确认现有电路的规格、特性及工作并进行调整，然后再替换为同步整流电路。 同步整流电路部分：电源IC的选择 此次替换设计中计划使用的BM1R001xxF系列由BM1R00146F～150F共5款机型组成。为了能够支持不同规格电源改为同步整流电路，配备了强制OFF时间（Compulsion OFF Time）不同的系列产品。 强制OFF时间可防止因轻负载时IC的DRAIN引脚产生的谐振波形导致二次侧FET再次导通的动作。该时间表示关断二次侧后不强制导通的时间，产品阵容中有1.3us(00146F)~4.6us(00150F)的产品可选。 但是，如果该强制OFF时间过长，就会产生重负载工作时FET无法导通的时间，效率会变差，因此需要选择适当的时间（后续将会进行详细介绍）。 在连续模式下工作时，该强制OFF时间的确定标准是需要考虑一次侧控制器的开关频率和一次侧/二次侧MOSFET各自的导通时间的。 按以下①～③的步骤选择电源IC。 ①确认替换前的整流二极管DOUT产生的反向电压VR和正向电流IF的波形  ⇒检测一次侧MOSFET M1的导通时间t1、一次侧控制器的1个周期tp。 ②设置二次侧MOSFET最大导通时间tMAX_ON  ⇒通过tMAX_ON设置，防止连续模式下的重负载时一次侧和二次侧的MOSFET同时导通带来的破坏。 ③选择IC  ⇒通过下述公式计算出所需的强制OFF时间tOFF，并从系列产品中进行选择。 这是连续模式工作时的强制OFF时间计算方法。后续将介绍非连续模式工作时的计算方法，请参阅后续介绍。 下面是各步骤的详细介绍。 ①确认替换前的整流二极管DOUT产生的反向电压VR和正向电流IF的波形 右侧的波形图是DOUT产生的反向电压VR和正向电流IF的波形示例。 条件为VIN＝400Vdc，IOUT＝10A（MAX）。 根据该波形，可获得以下数据： ・一次侧MOSFET M1的导通时间t1＝1.4µsec ・一次侧控制器的1个周期tp＝7.7µsec ②设置二次侧MOSFET最大导通时间tMAX_ON 通过IC的MAX_TON引脚，设置最大导通时间tMAX_ON。当DRAIN引脚电压检测到VCC（＝输出电压VOUT）×1.4V Typ以上的上升沿时，开始最大导通时间的计数。当由电阻RTON设置的最大导通时间tMAX_ON过去时，将强制关断二次侧MOSFET M2。 如下图所示，最大导通时间tMAX_ON必须设置为短于一次侧控制器的1个周期tp。电阻RTON可在56k~300k的范围内进行设置，tMAX_ON与其阻值成正比。另外，设置的tMAX_ON越接近10µsec（RTON＝100kΩ）精度越高。请参考下图。 一次侧控制器为PWM控制方式时，考虑到波动的RTON的值可通过公式求出。 在此次的设计案例中，根据FMAX＝130 、⊿FMAX＝5 、⊿tMAX_ON＝7 、⊿RTON＝1 ，得出RTON如下： 在该设计案例中，需要将RTON设置为68kΩ以下。但是，该公式为理想状态，所以需要充分确认在实机状态下的工作情况。将RTON设为68kΩ，根据下述公式计算出tMAX_ON为6.8µsec。 ③选择IC 根据①中检测到的一次侧MOSFET M1的导通时间t1、一次侧控制器的1个周期tp，以及②中计算出的最大导通时间tMAX_ON，可以通过以下公式求出所需的强制OFF时间tOFF。 根据上述计算结果，考虑到波动，选择强制OFF时间tOFF为2µsec（Typ.）的“BM1R00147F”。下表为BM1R001xxF系列的强制OFF时间tOFF。强制OFF时间波动为±9%。此外，该公式为理想状态，因此需要在实机状态下充分确认工作情况后再进行设置。 例如，请看BM1R00147F在RTON＝68kΩ时的连续工作时（重负载时）二次侧同步整流工作波形。从波形图可以看出，tMAX_ON过去后，VGS2关断，tOFF后再次导通。 型号名 强制OFF时间（Typ.） BM1R00146F 1.3 BM1R00147F 2.0 BM1R00148F 3.0 BM1R00149F 3.6 BM1R00150F 4.6 至此，就可以选择将现有电源改为同步整流电路的最佳IC了。该案例是以连续模式工作为前提的，作为参考，下面介绍一下当现有电源非连续模式工作时，一次侧控制器具备抖动（Jitter）功能时的情况。 ※非连续模式工作时的强制OFF时间计算方法及MAX_TON引脚的设置 在不连续模式和准谐振控制下，不会进行连续模式工作，因此无需设置MAX_TON引脚。所以，由于不进行最大导通时间tMAX_ON的设置，故无需计算tMAX_ON。取而代之的是测量最大负载时整流二极管导通后到正向电流IF变为零时的时间tON。通过以下公式求得所需的强制OFF时间tOFF。 下面给出了波形示例。另外，此时的MAX_TON引脚直接上拉至VCC。 在不连续模式下，无论是否设置MAX_TON引脚，同步整流工作都是相同的。此外，当VDS2变为－6mV（Typ.）时，VGS2关断。 ※一次侧控制器内置抖动（Jitter）功能时 一次侧控制器具有抖动（Jitter）功能时，考虑到波动的RTON设置根据下述公式进行。 相对于前面给出的连续模式时的公式，分母加上了一次侧抖动（Jitter）频率：FJITTER 。 （2）外围电路部件的选型－DRAIN引脚的D1、R1、R2 本文开始进入所选电源IC BM1R00147F的外围电路部件的选型部分。本文介绍DRAIN引脚的D1、R1、R2。 同步整流电路部分：外围电路部件的选型－DRAIN引脚的D1、R1、R2 首先，通过右侧给出的二次侧同步整流部分的框图来看一下此次介绍的电路部分。先了解红色椭圆内的BM1R00147F的DRAIN引脚和MOSFET M2漏极间插入的D1、R1、R2的作用，并进行常数设置。 BM1R00147F时通过DRAIN引脚的电压来控制二次侧MOSFET M2的栅极的。DRAIN引脚会检测VDS2的电压，但其检测电平很低，仅为几mV，会误检测到MOSFET M2开关时的微量浪涌电压。因此，需要对DRAIN引脚采取吸收浪涌的对策。 下面是DRAIN引脚没有浪涌对策时的电路和波形图示例。 VDS2的波形（浅蓝色）中，在上升沿产生了浪涌（或尖峰）。这会导致误检测，VGS2（紫色）在比本来所需时间短的时间关断了。 下面是作为该浪涌的对策，在DRAIN引脚添加了D1、R1、R2后的电路和波形图示例。 浪涌因D1、R1、R2而受到抑制，VDS2的检测正常，VGS2也变为正常波形。 至此，您应该了解插入D1、R1、R2的目的和效果了，下面介绍它们的具体常数设置。 ■二极管D1 二极管D1为MOSFET导通时的电流路径。在电路图中仅仅是二极管的符号，请选用正向电压Vf低的小信号肖特基势垒二极管（SBD）。另外，DRAIN引脚的阻抗高，因此D1无需VDS2以上的耐压，可选用低耐压产品。在该设计案例中，选用ROHM生产的RB751VM-40（VR＝30V、IO＝30mA、Vf MAX＝0.37V）。 ■R1 R1是VDS2检测滤波器用电阻。请插入300Ω~2kΩ左右的电阻。需要根据VDS2的波形和VGS2的波形进行选择。在该设计案例中是1kΩ。另外，关于R1的常数设置，计划另行详细介绍。 ■R2 R2是限流电阻。在二次侧MOSFET M2电流IFET2开始流动的瞬间，二次侧MOSFET M2处于OFF状态，因此IFET2会流过二次侧MOSFET M2的体二极管，故VDS2＝－Vf_M2（MOSFET M2的体二极管的Vf）。IC的DRAIN引脚变为负电压，因此从IC流出电流Id。（参见下图） 为了保护IC，R2的选择需要满足此时流过的电流Id在6mA以下。R2可通过以下公式计算出来。 当MOSFET M2的体二极管的Vf最大值Vf_M2 MAX为1.2V、D1的Vf最小值Vf_D1_MIN＝0.2V、IC内部ESD二极管的Vf最小值Vf_ESD_MIN＝0.4V时，R2＞100Ω。 考虑到余量，选择150Ω。 7. 分流稳压器电路部分 外围电路部件的选型 截至上一篇文章，介绍了所用电源IC BM1R00147F的同步整流电路部分的外围部件。本文将介绍“分流稳压器电路部分的外围部件”。 由于稍微会涉及到一些同步整流电路部分的内容，因此希望再次查看BM1R00147F的结构框图时，请参考这里。 分流稳压器电路部分的外围部件 右图是BM1R00147F的内部分流稳压器部分的电路图和所需的外围部件。 首先来计算设置输出电压VOUT的电阻RFB1和RFB2。内置分流稳压器为CMOS结构，因此无需确保用于内部运算放大器工作的输入（SH_IN）偏置电流。所以，RFB1和RFB2可由较高的阻值构成，通过将流过电阻RFB1和RFB2的IFB设置为最低，可减少待机功耗。 如果阻抗过高，则可能产生对噪声敏感等不稳定问题，考虑到稳定运行而选用使IFB达到10µA左右的RFB1和RFB2。内置分流稳压器的基准电压VREF=0.8V（Typ），VOUT由以下公式来决定。 在本设计案例中，VOUT为5V，RFB1、RFB2可通过以下公式求得。 从公式中可以看出，为了在VOU=5V条件下实现IFB=10µA，设RFB1和RFB2的和为500kΩ，求出RFB1和RFB2的比率使得分压点（SH_IN）的电压达到0.8V即可。 接着来确定CFB1和CFB2。CFB1是相位补偿用的电容器，选用1000pF左右。CFB2是SH_IN引脚噪声消除用的电容器，大致在100～470pF左右即可。在本设计案例中选用220pF。 可通过对光电耦合器PC1施加偏置的电阻RSH1来调整输出负载响应。将RSH1调小可使输出负载响应变快，从而抑制输出电压的负载波动。然而，提高负载响应速度与稳定性之间存在权衡关系，因此需要进行充分的验证。在本设计案例中为510Ω。 电阻RSH2用来设置内置分流稳压器的电路电流。当SH_IN=Low时，SH_OUT引脚电流的最大值ISH_OUT_max为75µA。所以，光电耦合器PC1的Vf最小值Vf_min和RSH2的关系需要满足以下公式。 当光电耦合器PC1的Vf_min=1.1V时，通过以下公式计算出RSH2在14.7kΩ以下。 在本设计案例中，考虑到余量最终选用12kΩ。 以上是分流稳压器电路部分的外围部件选型的相关介绍。 8. 同步整流电路部分 外围电路部件的选型－MAX_TON引脚的C1、R3以及VCC引脚 本文将介绍MAX_TON引脚的C1、R3以及VCC引脚。 外围电路部件的选型－MAX_TON引脚的C1、R3 MAX_TON引脚输出电压为0.4V（Typ）。为了减少开关噪声的影响，需要串联连接电容器C1和电阻R3。 这里的C1和R3还兼具MAX_TON引脚的相位补偿功能，因此是必须要连接的。建议C1选用1000pF左右，R3选用1kΩ左右。 外围电路部件的选型－VCC引脚 VCC引脚是电源IC的电源引脚。在VCC＝2.3V（Typ）以上时开始工作，在VCC＝2.25V（Typ）以下时关断。 在本设计案例中，二次侧输出VOUT为5V，因此Low Side Type时可如右侧VCC供电方法例1所示进行供电。这是最简单的供电方法。 High Side Type时，二次侧GND和IC的GND引脚SR_GND不是兼用的，因此需要另行准备电源，例如，如VCC供电方法例2所示添加辅助电源电路，或者如VCC供电方法例3所示在变压器二次侧安设辅助绕组。 VCC引脚电容器CVCC请选用1µF以上，以确保IC稳定工作。请注意，如果选用的电容过大，启动时间会变长。在本设计案例中选用10µF。 9. 故障排除(Trouble Shooting)① : 当二次侧MOSFET立即关断时 截至上一篇文章，结束了所需部件的选型和常数计算相关的介绍。接下来将分步骤介绍所选部件的PCB板安装、各种特性的确认及其是否符合设计规格的确认工作。本文开始将就各种特性的确认过程中可能会发生的几种故障及其对策进行说明。此次将首先为大家介绍当二次侧MOSFET立即关断时的情况及故障对策。 在“提高AC/DC转换器效率的二次侧同步整流电路设计”中，旨在通过将隔离型PWM反激式AC/DC转换器电路的二次侧改为同步整流方式，达到保持现有电源规格的同时提高效率的目的。此次介绍的不是新设计，从某种意义上讲是部分变更设计，即保持一次侧不变，将二次侧替换为使用了“BM1R00147F”控制器IC的电路。所以，对于AC/DC转换器来说，“验证整个电路都是正常运行的”是非常重要的。 故障①：当二次侧MOSFET立即关断时 受电源IC的DRAIN引脚电压产生的噪声影响，有时可能会发生二次侧MOSFET关断的误动作。下图的VGS2显示了受噪声影响在比本来应该导通的时间（虚线波形）短的时间内关断的动作。 对策①-1：插入铁氧体磁珠B1，加大DRAIN引脚连接电阻R1 作为故障①的对策，“对策①-1”*是通过插入浪涌吸收用铁氧体磁珠B1并加大滤波用电阻R1的值来防止噪声引发误动作的方法。铁氧体磁珠B1采用在低频范围内具有高阻抗的产品（比如TDK生产的MPZ1608S102AT等）比较有效。左下图给出了磁珠的插入位置、应调整的R1及参考值。右下图为对策后的工作波形。 （*针对故障①，使用编号“对策①-1”来表示其对策） 注意事项 如果B1、R1的阻抗过大，在轻负载时二次侧MOSFET可能会受谐振动作影响而导通，因此需要确认轻负载时的工作情况。下一篇文章将对该现象及其对策进行详细说明。 10. 故障排除(Trouble Shooting) ② : 当二次侧MOSFET在轻负载时因谐振动作而导通时 上一篇文章中介绍了故障①“当二次侧MOSFET立即关断时”的对策，同时也提到了相应对策的注意事项。本文将介绍当二次侧MOSFET在轻负载时因谐振动作而导通时的注意事项和处理方法。 故障②：当二次侧MOSFET在轻负载时因谐振动作而导通时 以下的电路图与上一篇文章中给出的电路图相同，其中给出了防止二次侧MOSFET误导通的对策①-1，添加铁氧体磁珠和调整滤波用电阻R1（加大）。然而，该对策中如果R1的值过大，在轻负载时二次侧MOSFET有时可能会误导通。下面使用右下图来说明其机理。 1：因决定关断时序的R1阻值过大，故DRAIN引脚电压的检测延迟，VGS2无法变为Low。 2：在VGS2变为Low之前，IFET2处于逆流状态。 3：逆流的IFET2积蓄，二次侧MOSFET关断，因此VDS2的谐振振幅增加。 4：VDS2再次变为负电压，VGS2变为High（二次侧MOSFET误导通）。 5：与2同样，流过IFET2逆流电流，反复3、4、5。 对策 针对这种故障②，大致有4种对策。不过，与故障①的对策引发故障②相同，各对策都存在需要权衡的注意事项。下面汇总了4种对策及其注意事项。 故障② ：当二次侧MOSFET在轻负载时因谐振动作而导通时 对策 注意事项 对策②-1 减小DRAIN引脚连接电阻R1 如果R1过小的话，噪声滤除效果也会减弱，因此可能会回到故障①的“二次侧MOSFET立即关断”状态 对策②-2 改用强制关断时间长的型号（IC） 如果强制关断时间过长，重负载时二次侧MOSFET的导通可能会延迟 对策②-3 在二次侧MOSFET的漏极－源极间添加缓冲电路 在发生谐振动作的范围（无负载～中负载）添加缓冲电路，会导致待机功耗增加，效率恶化 对策②-4 减小变压器的匝比Ns / Np 一次侧MOSFET的VDS耐压余量减少 ※针对故障②，使用编号“对策②-n”来表示其对策。 ●对策②-1：减小DRAIN引脚连接电阻R1 通过减小滤波用电阻R1的值，使VDS2的谐振振幅降低，可防止二次侧MOSFET误导通。作为故障①的对策，曾提到过加大R1值的方法，但是如果R1过大，或最初的选择值过大，就需要重新向减小的方向调整R1的值。 ※注意事项：如果R1过小，噪声滤除效果也会减弱，受DRAIN引脚电压引发的噪声影响，可能会回到故障①的“二次侧MOSFET立即关断”状态。使用该对策反复调整均看不到明显效果时，就需要尝试其他对策。 ●对策②-2：改用强制关断时间长的型号（IC） 可通过在二次侧MOSFET关断后，在比一个谐振周期（误导通发生期间）长的时间%E 11. 故障排除(Trouble Shooting) ③当VDS2受浪涌影响超过二次侧MOSFET的VDS耐压时 继故障①“当二次侧MOSFET立即关断时”、故障②“当二次侧MOSFET在轻负载时因谐振动作而导通时”之后，本文将介绍故障③“当VDS2受浪涌影响超过二次侧MOSFET的VDS耐压时”的对策及其注意事项。 故障③：当VDS2受浪涌影响超过二次侧MOSFET的VDS耐压时 当发生浪涌时，受其影响，二次侧MOSFET的VDS2可能会超过MOSFET的VDS的耐压。这将会导致施加超出MOSFET额定值的电压，可能会造成误动作，甚至可能会引发MOSFET的劣化或损坏。当发现有这种现象时，必须采取措施。 对策 针对这种故障③的对策有三种左右，但与故障①和②一样，各对策都存在需要权衡的注意事项。下面是对策及其注意事项一览表。 故障③： 当VDS2受浪涌影响超过二次侧MOSFET的VDS耐压时 对策 注意事项 对策③-1 在二次侧MOSFET的漏极－源极间插入电容 在发生谐振的区域（无负载～轻负载）插入的电容会导致效率变差，需要进行特性确认。 对策③-2 加大一次侧MOSFET的栅极阻值 加大栅极阻值可导致效率变差，另外一次侧MOSFET M1的发热量可能会增加，因此需要进行特性确认。 对策③-3 减小变压器的匝比Ns/Np，降低VDS2 由于一次侧MOSFET的VDS1反而会变大，因此需要调整变压器的匝比，使VDS1不要超过一次侧MOSFET M1的VDS额定值。 ※针对故障③，使用编号“对策③-n”来表示其对策。 ●对策③-1：在二次侧MOSFET的漏极－源极间插入电容 通过在二次侧MOSFET的漏极－源极间插入电容器CDS2，可缓和VDS2的过冲。CDS2的可选范围为1000pF～6800pF左右（参考值），需要通过确认对策效果来选择最佳的电容。下图是CDS2在电路图上的插入位置和实施对策后的波形。 ※注意事项：在发生谐振的区域（无负载～轻负载）插入的电容会导致效率变差，因此需要进行特性确认，在过冲的缓和程度和效率之间找到折中方案 ●对策③-2：加大一次侧MOSFET的栅极阻值 通过加大一次侧MOSFET M1的栅极电阻RGATE1的值，延迟VGS1的上升时间（使之迟缓），可抑制急剧上升带来的浪涌，从而抑制二次侧VDS2的过冲。下图是表示RGATE1和对策后效果的波形图。RGATE1的值为10～470Ω左右（参考值）。 ※注意事项：加大RGATE1的值可导致效率变差，另外一次侧MOSFET M1的发热量可能会增加，因此需要进行特性确认。这也需要针对效率、发热量及减少过冲之间的情况进行权衡调整。 ●对策③-3：减小变压器的匝比Ns/Np 可通过减小变压器的匝比来使VDS2的振幅衰减。 ※注意事项：虽然VDS2会衰减，但一次侧MOSFET的VDS1反而会变大（参见对策实施后的波形图）。因此，需要调整变压器的匝比，以确保VDS1不超过一次侧MOSFET M1的VDS额定值。 可能会发生的故障示例及其对策和注意事项的介绍到此结束。 12. 二极管整流和同步整流的效率比较 本文给出了一组数据，是二次侧替换前的二极管整流方式AC/DC转换器和将二次侧替换为二次侧同步整流用电源IC BM1R00147F之后的AC/DC转换器的效率比较数据。 二次侧二极管整流方式AC/DC转换器和二次侧同步整流方式AC/DC转换器的效率比较 本系列文章探讨了旨在将现有二次侧二极管整流方式AC/DC转换器的二次侧替换为二次侧同步整流用电源IC，改为同步整流方式来改善效率的设计案例。这里给出使用替换前的二次侧二极管整流方式、替换为BM1R00147F后的高边型和低边型共3种评估板实测效率得出的结果。测试条件为输入电压400VDC、输出电压5VDC、输出电流0～10A。 左图为输出电流（Iout）整个范围的效率。橙色曲线是替换前的二极管整流方式的效率。蓝色和红色为替换为同步整流方式后的效率，蓝色为低边型，红色为高边型。由于两者的效率几乎同等，所以高边型的红色曲线隐藏在低边型的蓝色曲线后面。从图中还可以看出橙色的二极管整流方式的效率较差，右侧是将纵轴放大后的图。 结果表明，在最大负载10A条件下，替换前的二次侧二极管整流方式的效率为77.3%，替换后为81.3%（低边）和81.6%（高边），效率提高了4%。 该效率差主要是二次侧整流二极管和替换后的MOSFET的损耗差。二次侧整流二极管通常使用FRD（快速恢复二极管）和SBD（肖特基势垒二极管）等。案例中的电源所使用的这些二极管的VF通常为0.5A～1V左右，因此根据简单的传导损耗公式VF×Iout，假设VF为1V，计算当Iout＝10A时的损耗，得出10W的传导损耗。而用于替换的MOSFET的传导损耗Ron×Iout2，在Ron＝4mΩ（根据MOSFET规格）时仅为0.4W，是二极管的1/25。 当然，实际的效率必须考虑开关损耗等其他损耗因素，因此不会这样简单地比较，但二次侧整流元件的损耗是主要损耗，这一点是可以理解的。所以可以说，在无法显著改善二极管自身VF特性的情况下，改为二次侧同步整流方式是大幅改善二次侧二极管整流方式AC/DC转换器效率的有效选择。 下面给出所用评估板的电路图和部件表作为参考。请注意，这里提到的效率仅是该评估中的结果，效率可能会因所使用部件的特性波动和PCB布局等的不同而有所变动。 下一篇文章计划介绍PCB布局的注意事项。 13. 实装PCB板布局相关的注意事项 本文将介绍本设计中的安装电路板（PCB）版图与元器件布局相关的注意事项。 实装PCB板布局相关的注意事项 下面以下图中的电路图（低边型）为例，汇总了PCB板布局相关的注意事项。虽然不同的电路有其特定的条件，但大多数都是以开关电源电路的布局为基础的。电路图中列出了①～⑦注意事项的要点。 要点①： 当VCC线受到开关噪声的影响时，可能会误动作。因此，建议在VCC引脚和SR_GND引脚之间对电容器CVCC独立布线，并尽量连接到引脚的附近。 要点②： 连接于SH_IN引脚的线路是高阻抗线。为了避免串扰，布局时请尽量缩短布线，并且不要与开关线平行布线。 要点③： MAX_TON引脚在受开关影响时会影响到强制关断时间，因此建议将RTON、R3、C1尽可能地靠近MAX_TON引脚连接，并通过独立布线连接SR_GND引脚。 要点④： 在同步整流控制中，需要准确监测二次侧MOSFET M2产生的VDS2，因此请务必通过独立布线将IC的DRAIN引脚连接到M2的漏极，将SR_GND引脚连接到M2的源极。 要点⑤： 建议通过独立布线将分流稳压器GND（SH_GND）连接到二次侧输出的GND，将反馈电阻RFB1和RFB2连接到二次侧输出VOUT。 要点⑥： 由于DRAIN引脚是振幅约0V－100V的开关线，因此请尽可能地采用短且细的布线。 要点⑦： 在MOSFET M2的漏极－源极间插入缓冲电路时，变压器输出和M2的源极请尽可能地采用短且粗的独立布线。 以下为PCB板布局示例。左侧为表面、右侧为背面，其中标记了上述①～⑥的要点。请作为布局示意图参考使用。 来源：techclass.rohm

本文对各类开关电源的工作原理作一阐述。 传统的线性稳压电源虽然电路结构简单、工作可靠，但它存在着效率低（只有40% －50%）、体积大、铜铁消耗量大，工作温度高及调整范围小等缺点。为了提高效率，人们研制出了开关式稳压电源，它的效率可达85% 以上，稳压范围宽，除此之外，还具有稳压精度高、不使用电源变压器等特点，是一种较理想的稳压电源。正因为如此，开关式稳压电源已广泛应用于各种电子设备中。 一、开关式稳压电源的基本工作原理 开关式稳压电源接控制方式分为调宽式和调频式两种，在实际的应用中，调宽式使用得较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数也为脉宽调制型。因此下面就主要介绍调宽式开关稳压电源。 调宽式开关稳压电源的基本原理可参见下图。 图一 调宽式开关稳压电源的基本原理 对于单极性矩形脉冲来说，其直流平均电压Uo取决于矩形脉冲的宽度，脉冲越宽，其直流平均电压值就越高。直流平均电压Ｕ。可由公式计算， 即Uo=Um×T1/T 式中Um为矩形脉冲最大电压值；T为矩形脉冲周期；T1为矩形脉冲宽度。 从上式可以看出，当Um 与T 不变时，直流平均电压Uo 将与脉冲宽度T1 成正比。这样，只要我们设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄，就可以达到稳定电压的目的。 二、开关式稳压电源的原理电路 1、基本电路 开关式稳压电源的基本电路框图如图二所示。 图二 开关电源基本电路框图 交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成份的直流电压，该电压进人高频变换器被转换成所需电压值的方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。 控制电路为一脉冲宽度调制器，它主要由取样器、比较器、振荡器、脉宽调制及基准电压等电路构成。这部分电路目前已集成化，制成了各种开关电源用集成电路。控制电路用来调整高频开关元件的开关时间比例，以达到稳定输出电压的目的。 ２．单端反激式开关电源 单端反激式开关电源的典型电路如图三所示。电路中所谓的单端是指高频变换器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧。所谓的反激，是指当开关管VT1 导通时，高频变压器Ｔ初级绕组的感应电压为上正下负，整流二极管VD1处于截止状态，在初级绕组中储存能量。当开关管VT1截止时，变压器Ｔ初级绕组中存储的能量，通过次级绕组及VD1 整流和电容Ｃ滤波后向负载输出。 单端反激式开关电源是一种成本最低的电源电路，输出功率为20－100Ｗ，可以同时输出不同的电压，且有较好的电压调整率。唯一的缺点是输出的纹波电压较大，外特性差，适用于相对固定的负载。 单端反激式开关电源使用的开关管VT1 承受的最大反向电压是电路工作电压值的两倍，工作频率在20－200kHz之间。 ３．单端正激式开关电源 单端正激式开关电源的典型电路如图四所示。这种电路在形式上与单端反激式电路相似，但工作情形不同。当开关管VT1导通时，VD2也导通，这时电网向负载传送能量，滤波电感Ｌ储存能量；当开关管VT1截止时，电感Ｌ通过续流二极管VD3 继续向负载释放能量。 在电路中还设有钳位线圈与二极管VD2，它可以将开关管VT1的最高电压限制在两倍电源电压之间。为满足磁芯复位条件，即磁通建立和复位时间应相等，所以电路中脉冲的占空比不能大于５０％。由于这种电路在开关管VT1导通时，通过变压器向负载传送能量，所以输出功率范围大，可输出50－200 Ｗ的功率。电路使用的变压器结构复杂，体积也较大，正因为这个原因，这种电路的实际应用较少。４．自激式开关稳压电源 自激式开关稳压电源的典型电路如图五所示。这是一种利用间歇振荡电路组成的开关电源，也是目前广泛使用的基本电源之一。 当接入电源后在R1给开关管VT1提供启动电流，使VT1开始导通，其集电极电流Ic在L1中线性增长，在L2 中感应出使VT1 基极为正，发射极为负的正反馈电压，使VT1 很快饱和。与此同时，感应电压给C1充电，随着C1充电电压的增高，VT1基极电位逐渐变低，致使VT1退出饱和区，Ic 开始减小，在L2 中感应出使VT1 基极为负、发射极为正的电压，使VT1 迅速截止，这时二极管VD1导通，高频变压器Ｔ初级绕组中的储能释放给负载。在VT1截止时，L2中没有感应电压，直流供电输人电压又经R1给C1反向充电，逐渐提高VT1基极电位，使其重新导通，再次翻转达到饱和状态，电路就这样重复振荡下去。这里就像单端反激式开关电源那样，由变压器Ｔ的次级绕组向负载输出所需要的电压。 自激式开关电源中的开关管起着开关及振荡的双重作从，也省去了控制电路。电路中由于负载位于变压器的次级且工作在反激状态，具有输人和输出相互隔离的优点。这种电路不仅适用于大功率电源，亦适用于小功率电源。 ５．推挽式开关电源 推挽式开关电源的典型电路如图六所示。它属于双端式变换电路，高频变压器的磁芯工作在磁滞回线的两侧。电路使用两个开关管VT1和VT2，两个开关管在外激励方波信号的控制下交替的导通与截止，在变压器Ｔ次级统组得到方波电压，经整流滤波变为所需要的直流电压。 这种电路的优点是两个开关管容易驱动，主要缺点是开关管的耐压要达到两倍电路峰值电压。电路的输出功率较大，一般在100-500 Ｗ范围内。 ６．降压式开关电源 降压式开关电源的典型电路如图七所示。当开关管VT1 导通时，二极管VD1 截止，输人的整流电压经VT1和L向Ｃ充电，这一电流使电感Ｌ中的储能增加。当开关管VT1截止时，电感Ｌ感应出左负右正的电压，经负载RL和续流二极管VD1释放电感Ｌ中存储的能量，维持输出直流电压不变。电路输出直流电压的高低由加在VT1基极上的脉冲宽度确定。 这种电路使用元件少，它同下面介绍的另外两种电路一样，只需要利用电感、电容和二极管即可实现。 ７．升压式开关电源 升压式开关电源的稳压电路如图八所示。当开关管 VT1 导通时，电感Ｌ储存能量。当开关管VT1 截止时，电感Ｌ感应出左负右正的电压，该电压叠加在输人电压上，经二极管VD1向负载供电，使输出电压大于输人电压，形成升压式开关电源。 ８．反转式开关电源 反转式开关电源的典型电路如图九所示。这种电路又称为升降压式开关电源。无论开关管VT1之前的脉动直流电压高于或低于输出端的稳定电压，电路均能正常工作。 当开关管 VT1 导通时，电感L 储存能量，二极管VD1 截止，负载RL靠电容C上次的充电电荷供电。当开关管VT1截止时，电感Ｌ中的电流继续流通，并感应出上负下正的电压，经二极管VD1向负载供电，同时给电容Ｃ充电。 以上介绍了脉冲宽度调制式开关稳压电源的基本工作原理和各种电路类型，在实际应用中，会有各种各样的实际控制电路，但无论怎样，也都是在这些基础上发展出来的。