近年来，高速设计领域一个越来越重要也是越来越为设计工程师所关注议题就是受控阻抗的电路板设计以及电路板上互联线的特征阻抗。然而，对于非电子的设计工程师来说，这也是一个最容易混淆也最不直观的问题。甚至很多的电子设计工程师对此也同样感到困惑。这篇资料将对特征阻抗作一个简要而直观的介绍，希望帮助大家了解传输线最基本的品质。

什么是传输线？

什么是传输线？两个具有一定长度的导体就构成传输线。其中的一个导体成为信号传播的通道，而另外的一个导体则构成信号的返回通路（在这里我们提到信号的返回通路，实际上就是大家通常理解的地，但是为了叙述的方便，暂且忘掉地这一概念。）。在一个多层的电路板设计中，每一个PCB互联线都构成传输线中的一个导体，该传输线都将临近的参考平面作为传输线的的第二个导体或者叫做信号的返回通路。什么样的PCB互联线是一个好的传输线呢？通常如果在同一个PCB互联线上特征阻抗处处保持一致，这样的传输线就成为高质量的传输线。什么样的电路板叫做受控阻抗的电路板？受控阻抗的电路板是指PCB板上所有传输线的特征阻抗符合统一的目标规范，通常是指所有传输线的特征阻抗的值在25Ω到70Ω之间。

从信号的角度来考察

考虑特征阻抗最行之有效的办法是考察信号沿着传输线传播时信号本身看到了什么。为简化问题的讨论起见，假定传输线为微波传输带（microstrip）类型，并且信号沿传输线传播时传输线各处的横断面保持一致。

给该传输线加入幅度为1V的阶跃信号。阶跃信号是一个1V的电池，由前端接入，分别连接在信号线和返回通路之间。在接通电池的瞬间，信号电压波形将以光速在电介质中行进，速度通常约为6英寸/ns（信号为什么行进如此快速，而不是接近电子传播的速度大约1cm/s，这是另外一个话题，这里不做进一步介绍）。当然在这里信号仍然具有常规的定义，信号定义为信号线与返回通路上的电压差，总是通过测量传输线上任何一点与之临近的信号返回通路之间的电压差值来获得。

信号沿传输线方向以6英寸/ns的速度向前传输。在传输的过程中信号会遇到什么样的情况呢？在最开始的10ps时间间隔内，信号沿传输线方向行进了0.06英寸的距离。假定锁定时间在这一时刻，来考虑传输线发生的情况。在行进的这一段距离上，信号的传输为这一段传输线和相应临近的信号返回通道之间建立起了稳定的幅度为1V的常量信号。这意味着在行进的这一段传输线和对应的返回路径上已经积聚起了额外的正电荷和额外的负电荷来建立这一稳定的电压。也正是这些电荷的差异在这两个导体之间建立并维持了一个稳定的1 V 电压信号，而导体之间稳定的电压信号就为两个导体之间建立了一个电容。

传输线上位于这一时刻信号波前后面的传输线段并不清楚会有信号要传播过来，因而仍然维持信号线同返回通路之间的电压为零。在接下来的10ps时间间隔内，信号又会沿传输线行进一定的距离，信号继续传播的结果是又会在另一段长度为0.06英寸的传输线段同对应的信号返回通路之间的建立起1V的信号电压。而为了做到这一点，必须为信号线注入一定量的正电荷，同时为信号的返回通路注入同等数量的负电荷。信号沿传输线每传播0.06英寸的长度，都会有更多的正电荷注入该信号线，也会有更多的负电荷注入信号返回通路。每隔10ps时间间隔，就会有另外一段传输线被充电到1V，同时信号也会沿传输线方向继续向前传播。

这些电荷从何而来？答案是来自信号源，也就是我们用来提供阶跃信号、连接在传输线前端的电池。随着信号在传输线上的传播，信号不断地为传播经过的传输线段充电，确保信号传输过程中所到之处信号线与返回路径之间建立并维持起1V的电压。每隔10ps时间间隔，信号会在传输线上传播一定的距离，并且从电源系统中汲取一定数量的电荷δQ。电池在一段时间间隔δt内的向外提供一定数量的电荷δQ，就形成了恒定的信号电流。正的电流会从电池流入信号线，而与此同时同样大小的负电流会流经信号的返回路径。

流经信号返回通路的负电流同流入信号线的正电流大小完全一致。而且，就在信号波前的位置，AC电流流经由信号线和信号返回通路构成的电容，完成了信号环路。

传输线的特征阻抗

从电池的角度来看，一旦设计工程师将电池的引线连入传输线的前端，就总有一个常量值的电流从电池中流出，并且保持电压信号的稳定不变。也许有人会问，是什么样的电子元器件具有这样的行为？加入恒定不变的电压信号时会维持恒定不变的电流值，当然是电阻。而对电池来说，信号沿传输线向前传播时，每隔10ps时间间隔，会新增加0.06英寸的传输线段被充电至1V，从电池中获得的新增加的电荷确保从电池中维持一个稳定的电流，从电池吸收恒定的电流，传输线就等同于一个电阻，并且阻值恒定。我们称之为传输线的浪涌阻抗。

同样，当信号沿传输线向前传播时，每传播一定的距离，信号会不断地探查信号线的电环境，并且试图确定信号进一步向前传播时的阻抗。一旦信号已经加入到传输线上并且沿传输线向前传播，信号本身就一直在考查到底需要多大的电流来充电10ps 时间间隔内所传播的传输线长度，并保持将这一部分的传输线段充电到1V。这正是我们要分析的瞬间阻抗值。

从电池本身的角度来看，如果信号以恒定的速度沿传输线方向传播，而且假定传输线具有一致的横断面，那么信号每传播一个固定的长度（比如10ps时间间隔内信号传播的距离），那么需要从电池中获取同等数量的电荷来确保将这一段传输线充电到同样的信号电压。信号每传播一个固定的距离，都会从电池获取同样的电流，并且保持信号电压一致，在信号传播过程中，传输线上各处的瞬间阻抗都是一致的。

信号沿传输线传播过程当中，如果传输线上各处具有一致的信号传播速度，并且单位长度上的电容也一样，那么信号在传播过程中总是看到完全一致的瞬间阻抗。由于在整个传输线上阻抗维持恒定不变，我们给出一个特定的名称，来表示特定的传输线的这种特征或者是特性，称之为该传输线的特征阻抗。特征阻抗是指信号沿传输线传播时，信号看到的瞬间阻抗的值。如果信号沿传输线在传播的过程当中，任何时候信号看到的特征阻抗都保持一致的话，那么这样的传输线就称为受控阻抗的传输线。

传输线特征阻抗是设计中最重要的因素

传输线的瞬间阻抗或者是特征阻抗是影响信号品质的最重要的因素。如果信号传播过程中，相邻的信号传播间隔之间阻抗保持一致，那么信号就可以十分平稳地向前传播，因而情况变得十分简单。如果相邻的信号传播间隔之间存在差异，或者说阻抗发生了改变，信号中能量的一部分就会往回反射，信号传输的连续性也会被破坏。

为了确保最佳的信号质量，信号互联设计的目标就是要确保信号在传输过程中看到的阻抗尽可能地保持恒定不变。这里主要是指要保持传输线的特征阻抗为常量。所以设计生产制造受控阻抗的PCB板就变得越来越重要。而至于任何其它的设计诀窍诸如最小化金手指长度、终端匹配、菊花链连接或者是分支连接等等都是为了确保信号能够看到一致的瞬间阻抗。

特征阻抗的计算

从上述简单的模型中我们可以推算出特征阻抗的值，即信号在传输过程中看到的瞬间阻抗的值。信号在每一个传播间隔里看到的阻抗Z有同基本的关于阻抗的定义一致

Z=V/I

这里的电压V是指加入到传输线上的信号电压，而电流I是指在每一个时间间隔δt内从电池中得到的电荷总量δQ，所以

I=δQ/δt

流入传输线中的电荷（这些电荷最终来自信号源），用于将信号在传播过程中新增的信号线与返回通路之间构成的电容δC充电至电压V，所以

δQ=VδC

我们可以将信号在传播过程中每行进一定的距离而导致的电容同传输线单位长度上的电容值CL以及信号在传输线上传播的速度U联系起来。同时信号传播的距离是速度U乘以时间间隔δt。所以

δC= CL U δt

将以上所有的等式结合起来，我们可以推导出来瞬间阻抗为：

Z=V/I=V/（δQ/δt）=V/（VδC/δt）=V/（V　CL U δt /δt）=1/（CL U）

可以看到瞬间阻抗同单位传输线长度上的电容值以及信号传输的速度有关。同样也可以人为这就是传输线特征阻抗的定义。为了将特征阻抗从实际阻抗Ｚ中区分开来，特意为特征阻抗加入一个下标０，从上面的推导中已经得到了信号传输线的特征阻抗：

Ｚ０＝１／（CL U）

如果传输线上单位长度的电容值以及信号在传输线上传播的速度保持为常量，那么该传输线就在其长度范围内具有恒定不变的特征阻抗，这样的传输线就称之为受控阻抗的传输线。

从以上简要的说明中看出，关于电容的一些直观的认识可以同新发现的特征阻抗的直观的认识联系起来。换句话说，如果把PCB中的信号连线拓宽，那么传输线单位长度上的电容值就会增大，而传输线的特征阻抗就可以降低。

耐人寻味的话题

经常可以听到有关传输线特征阻抗的一些混淆的说法。通过上面的分析知道，将信号源连接到传输线上之后，应该可以看到某一个值的传输线特征阻抗，举例来说５０Ω，然而如果将一个欧姆表同一段３英尺长的ＲＧ５８线缆连接时，测量到的阻抗却是无穷大。

问题的答案在于从任何传输线前端看过去的阻抗值是随时间变化的。如果测量线缆阻抗的时间短到可以和信号在线缆中来回往返一次的时间可以比拟时，你就可以测量到该线缆的浪涌阻抗或者又称为线缆的特征阻抗。然而如果等待足够的时间的话，就会有一部分能量反射回来并且为测量仪器检测到，这时就可以检测到阻抗的变化，通常情况下，在这一过程中，阻抗会来回变化，直到阻抗值达到一个稳定的状态：如果线缆的末端是开路，最终的阻抗值为无穷大，如果线缆的末端是短路，最终的阻抗值为零。

对于３英尺长的ＲＧ５８线缆来说，必须在小于３ns的时间间隔内完成阻抗的测量过程。这就是时域反射计（TDR）要完成的工作。TDR可以测量传输线的动态阻抗。如果需要花1s的时间间隔来测量３英尺长的ＲＧ５８线缆的阻抗，那么在这一段时间间隔内信号已经来回反射了几百万次，那么你可能从阻抗的巨大的变动中得到完全不同的阻抗的值，最终得到的结果是无穷大，因为线缆的终端是开路。

原作者：肖跃龙

来源：Innoveda北京办事处

2.3 再析特征阻抗的物理意义

虽然，大家经常谈论和运用特征阻抗这一名词，但还是有很多人对特征阻抗的确切物理意义没有很好的理解。特别是在传输差分信号时，由特征阻抗引申而出的差分阻抗、奇模阻抗、偶模阻抗、有效阻抗等物理名词掺杂在一起时，更加难以分辨他们的物理意义。现在，我们就对这些物理量进行一下简单的介绍。由于这些名词都是由输入阻抗引申而来的，我们就从它谈起。

输入阻抗

在集总电路中，输入阻抗是经常使用的一个术语，它的物理意义是：从单口网络看进去的电压和电流的比值。如图：

输入阻抗

输入阻抗: Zin = U/i。

特征阻抗

随者信号传输速率越来越高，PCB走线已经表现出传输线的性质，在集总电路中视为短路线的连线上在同一时刻的不同位置的电流电压已经不同，所以不能用集总参数来表示，必须采用分布参数来处理。传输线的模型可以表示如下图：

传输线模型

现在我们对以上传输模型进行物理方程的解答。

传输线的性质可以用电报方程来表达,电报方程如下：

dU/dz = ( R + jwL) I （1）

dI/dz = ( G +jwC) U （2）

电报方程的通解为：

通解中的为传播常数（3）

为特征阻抗（4）

从通解中可以看到传输线上的任意一点的电压和电流都是入射波和反射波的叠加，传输因此传输线上任意一点的输入阻抗值都是时间、位置、终端匹配的函数，所以再使用输入阻抗来研究传输线已经失去意义了，所以引入了特征阻抗、行波系数、反射系数的概念。注意反射系数和行波系数并不仅限于在传输线的两端，对于传输线上的任意点，它们都有意义。

特征阻抗是指传输线理论中较为重要的概念，它的物理意义是，入射波的电压与入射波的电流比值，或反射波的电压与电流的比值。由电报方程可以得到特征阻抗的解，见式（4），由于R、G的值相对比较小，特征阻抗可简化为：

（5）

反射系数是传输线上某一处的反射波电压（或电流）与入射波（或电流）之比。

反射系数：

（6）

行波系数是：传输线上某一处的最小电压（或电流〕与最大电压（或电流〕之比。

他们都与特征阻抗密切相关。

偶模阻抗、奇模阻抗、差分阻抗

当两根比较靠近时他们之间会存在耦合，耦合会使传输线的特征阻抗发生改变，引出一个有效特征阻抗的概念。我们首先从感性上进行存在耦合时研究有效特征阻抗的计算方法。如图：

传输线的耦合示意图

容易得到以下公式：

V1＝Z11×i1 + Z11×k×i2 （7）

V2＝Z22×i2＋Z22×k×i1 （8）

式中的k为耦合系数。

当两根相同的传输线上传的是差分信号时，i1=－i2, Zo="Z11"=Z22

所以，

V1＝Zo×（1－k）×i1 （9）

V2＝－Zo×（1－k）×i1 （10）

这就引入了一个奇模阻抗的概念Zodd，即当在一对耦合传输线中传输差分信号时，单根传输线的有效特征阻抗，即：

奇模阻抗：

Zodd = Zo×（1－k）（11）

为了克服反射，在每根差分线上加的终端匹配电阻应为奇模阻抗Zodd，而不是Zo。

在一般的差分信号的应用中，为了避免引入来自地的噪音，采用一个阻值为2倍Zodd的电阻跨在差分对上的匹配方式，这个电阻就是差分电阻，它的值应为奇模阻抗的二倍。

Zdiff = 2×Zodd （12）

和奇模传输相对应，当两根相邻传输线上传输共模信号，即i1=i2时，同理我们可以得到以下公式：

V1＝Zo×（1＋k）×i1 （13）

V2＝Zo×（1＋k）×i1 （14）

这就引入了偶模阻抗的概念：

偶模阻抗：

Zeven= V1/i1=Zo×（1+k）（15）

通过以上的差分阻抗的感性认识后，我们再进行奇模阻抗、偶模阻抗和差分阻抗的的数学推导。忽略传输线上的损耗，我们可以建立耦合传输线的模型如下：

耦合传输线的模型

L1、C1分别为有另外一根传输线存在时的，一根传输线上的分布电感和分布电容，

L12、C12为两根传输线之间的耦合电感和耦合电容。

L0、C0为没有另外一根传输线存在时的, 单根传输线上的分布电感和分布电容。

电容耦合系数为： Kc = C12/C1,

电感耦合系数为：Kl ＝ L12/L1,

对传输线1，建立传输线方程组得：

－dU1/dz = jwL11*I1+ jwL12*I2 （16）

－dI1/dz = jwC11*U1－jwC12*U2 （17）

式中L11＝L1，C11＝C1＋C12。

当传输奇模信号时，即U1＝－U2＝Uo, I1= －I2＝Io时，传输线方程变为：

－dUo/dz = jwL11(1－Kl) Io （18）

－dIo/dz = jwC11(1＋Kc) Uo （19）

和电报方程对比，不难得出：

奇模阻抗：

（20）

奇模相速：

（21）

同理，当传输偶模信号时，我们得到：

偶模阻抗：

（22）

偶模相速：

（23）

又因为我们分析的是TEM波，则Ve =Vo且等于孤立单根线的相速

由Ve=Vo推出 Kl = Kc = K，设 K即为耦合系数。

所以

（24）

所以

L0×C0＝L11×C11×（1－K*K）（25）

根据磁场分布的特点，当存在另一根线耦合时，如果该线并非导磁体，其场分布图形受到的影响不大。所以

（26）

代入式（23）得：

C11＝C0/(1-K*K) （27）

设为单根线的特征阻抗，为耦合线中单根线的特征阻抗。从式（20）、（22）、（26）、（27）结合Kl = Kc = K，我们容易的得到以下公式：

奇模阻抗

（28）

偶模阻抗

（29）

和公式(10b)和(13)到的偶模和奇模阻抗公式是一致的，这证明我们的推导是正确的。

生产工艺对对阻抗控制的影响

实际上，信号完整性问题和PCB板的加工工艺是紧密联系在一起的，阻抗的控制，也不例外，不能抛开生产而孤立考虑阻抗的控制。

介质厚度的选择控制

首先理论上讲，通过连续的调节介质的厚度可以得到连续变化的阻抗控制，但这在PCB生产厂家是难以达到的，因为目前国内的生产厂家一般采用层压成板的生产方式，所以各层的介质厚度分为很多的规格，而不是连续变化的。目前，绝大多数PCB生产厂家的PCB采用两种介质：芯材和半固化片，芯材和半固化片的交替叠加构成PCB板。一个八层板的典型层结构见下图：

芯材和板固化片的交替排部

芯材是两面附有铜箔的介质，即一个简单的双面板。一家PCB生产厂家生产的芯材有以下10几种规格：0.1mm、0.2mm、0.3mm、0.4mm、0.5mm、0.6mm、0.7mm、0.8mm、0.9mm、1.0mm、1.2mm、1.5mm、1.6mm、2.0mm、2.4mm。各种规格的芯材除去铜厚后，介质的厚度如下表

各种芯材的介质厚度

注意：在进行阻抗控制的时候，一定要考虑到芯材的厚度中包含了铜箔的厚度。

半固化片有1080、7628两种，1080的厚度为3.0mil，7628的厚度为7.0mil，可以选择任意片数，组合使用。出于生产上的原因，至少选择两片以上的半固华片进行组合。由于半固华片在层压期间，会出现流稀的现象，使得介质的厚度变薄。每和一面铜接触后，因为流稀后1080的厚度变为2.5mil，7628的厚度变为6.5mil，当选用较薄的介质厚度时，应特别注意这种现象。

生产偏差对阻抗的影响

由以上阻抗的物理意义可以看到，阻抗是由PCB走线的自感、自容以及互感、互容决定的，而这些PCB的寄生参数又与板材和PCB生产厂家的加工工艺密切相关。所以生产厂家的加工工艺直接影响者阻抗的控制精度。下面我们就研究加工工艺对阻抗影响。

按照理论分析，同一条PCB走线上的阻抗应该是一致的，但由于线上的各处线宽、介质厚度受加工工艺的影响存在偏差，从而使得线各点的阻抗不近一致。见下图；

同一条PCB走线上的阻抗差异

由上图可以看到，两个检测点之间的阻抗差异为63.43－61.81＝1.6欧姆。在一般情况下，同一条走线上阻抗也存在2欧姆的差异，所以，即使在相同的阻抗控制条件下，不同走线、不同走线层、不同板、不同批次的实际PCB板阻抗差异就会更大。

当介质厚度为5mil时的差分阻抗随差分线间距的变化趋势

差分线的PCB结构如下：

介质厚度为5mil时差分走线的PCB结构

介质厚度为5mil时差分线的间距对奇模阻抗的影响

由上面的曲线可以看到在差分线之间的间距从4mil变化到26mil这样大的一个变化范围内，奇模阻抗只减少了4个欧姆，最后稳定在32欧姆左右，原因是因为信号线到地平面之间的距离较小时PCB走线的大部分磁力线通过地板进行耦合，所以两个信号线之间的耦合相对较弱，信号线之间的间距对奇模阻抗的影响较弱。

当介质厚度为13 mil时的差分阻抗随差分线间距的变化趋势

差分对走线的PCB结构图如下

介质厚度为13mil时差分走线的PCB结构

介质厚度为13mil时差分线的间距对奇模阻抗的影响

由上面的曲线可以看到在差分线之间的间距从4mil变化到34mil的时，奇模阻抗从35欧姆增大到55欧姆，变化了20个欧姆，和当介质厚度为5mil时相比，由于为信号线到地平面之间的距离增大，两个信号线之间的耦合成分逐渐增大，已经和地之间的耦合相比拟，所以信号线之间的间距的变化对奇模阻抗的影响相对较强。

当介质厚度为25 mil时的差分阻抗随差分线间距的变化趋势

介质厚度为25mil时差分走线的PCB结构

介质厚度为25mil时差分线的间距对奇模阻抗的影响

由上面的曲线可以看到由于信号线到地平面之间的距离增大到25mil时，差分线之间的耦合对整个磁力线的分布已经起者决定性的作用，尽管两个信号线之间的间距增大到30mil，接近线宽的4倍，但由于两线之间的耦合还是使阻抗减小了10个欧姆。所以当信号到地板的距离较大时，一定要重视差分线之间耦合成分。

包地对阻抗的影响

在实际的设计中，经常在关键的信号线两边各加一条地线（guardline)。目的在于为关键信号提供一个低电感的地回路，从而减少相邻线之间的串扰。但增加了地线的同时，也改变了信号的电磁场分布，降低了信号线的阻抗。

地线与信号线之间的间距对信号线阻抗的影响

为了研究包地对信号的影响，我们设置如下PCB走线结构。该结构为标准的对称带状线，信号＋、信号－为差分信号的正负走线，两边为包的地线，现固定信号走线的线宽为8mil，正负信号之间的间距为8mil，两个地板之间的间距为12.50mil或51.18mil。PCB结构图如下：

研究包地对信号阻抗影响的PCB结构图

当两地板间距＝ 12.50 mil时，阻抗随者地线到信号线之间的间距变化的情况见下图。

两地板间距为 12.50 mil地线到信号的间距对信号阻抗的影响

当两地板间距＝27.36 mil时，阻抗随者地线到信号线之间的间距变化的情况见下表。

两地板间距为 27 mil地线到信号的间距对信号阻抗的影响

当两地板间距＝50 mil时，阻抗随者地线到信号线之间的间距变化的情况见下表。

两地板间距为 50 mil地线到信号的间距对信号阻抗的影响

由上面的变化曲线可以得到：

1、随者地线到信号线的距离的增大，地线对信号线阻抗的影响逐渐减弱。

2、当两地板之间的间距为10mil时，随之地线到信号的间距从4mil变化到26mil，信号线阻抗基本上没用变化；当两地板之间的间距为27mil时，随之地线到信号的间距从4mil变化到26mil，信号线阻抗从48欧姆变化到54欧姆；当两地板之间的间距为50mil时，随之地线到信号的间距从4mil变化到26mil，信号线的阻抗从55欧姆变化到70欧姆。所以，地线对信号线阻抗的影响随之两地板之间的间距的增大而增强。这是由于随之信号线到地板距离的增大，信号线到地板的耦合逐渐减弱，到地线的耦合逐渐增强造成的。

包地线宽的对阻抗的影响

为了研究包地线的线宽对信号走线阻抗的影响，我们设置以下结构：固定信号走线的线宽为8mil、差分信号走线的间距为8mil、两地板之间的间距为27.38mil。地线到信号之间的间距为6mil或12mil。

研究包地线宽对信号阻抗的影响

当地线到信号之间的间距为6mil时，地线线宽对信号单线阻抗和差分阻抗的影响见下表：

当地线到信号线的距离为6mil时，单线阻抗随者包地线宽的变化趋势如图：

间距为6mil时，单线阻抗随者包地线宽的变化趋势

当地线到信号线的距离为6mil时，差分阻抗随者包地线宽的变化趋势如图：

间距为6mil时，差分阻抗阻抗随者包地线宽的变化趋势

当地线到信号之间的间距为12mil时，地线线宽对信号单线阻抗和差分阻抗的影响见下表：

当地线到信号线的距离为12mil时，单线阻抗随者包地线宽的变化趋势如图

间距为12mil时，单线阻抗阻抗随者包地线宽的变化趋势

当地线到信号线的距离为12mil时，差分阻抗随者包地线宽的变化趋势如图

间距为12mil时，差分阻抗阻抗随者包地线宽的变化趋势

从上面两组变化趋势可以得到以下结论：

A、包地的线宽对信号的阻抗影响不是单调的，且对信号的影响较弱。随者包地线宽从4mil变化到无穷大，相应的阻抗变化只是在一个欧姆内摆动。所以在进行PCB设计时，为了节省布线空间，可以用最细的地线作为屏蔽。

B、当地线到信号的间距为6mil时，单线阻抗降低4个欧姆左右，差分阻抗降低5个欧姆左右。当地线到信号的距离为12mil时，单线阻抗降低1个欧姆左右，差分阻抗一也降低一个欧姆左右。

2.4 扇入扇出（FAN-IN/OUT）

由于小型化的需求，表面贴器件得到越来越多的应用。在布图过程中，表面贴器件的处理很重要，尤其是在布多层板的时候。因为，表面贴器件只在一层上有电气连接，不象双列直插器件在板子上的放置是通孔，所以，当别的层需要与表面器件相连时就要从表面贴器件的管脚上拉出一条短线，打孔，再与其它器件连接，这就是所谓的扇入（FAN-IN），扇出（FAN-OUT）操作。

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