原创元器件第043篇功率MOSFET 漏-源电压变化率 dV/dt

 2024-8-1 00:29  792 2 2 分类: 模拟文集: 元器件

功率MOSFET常常在关断大电流的瞬间烧掉。烧，是指因过电流热效应而失效。这个现象对应下图SOA曲线中的 #4 部分。

（图来自Toshiba网站）

这种现象的根本原因可解释为功率MOSFET的寄生三极管意外导通。

（图来自Ref1）

在元器件第042篇中介绍了功率MOSFET的寄生三极管模型。在这个寄生电路中，要想在MOSFET关断也就是漏极电压高于源极的情况下有很大的电流流过，烧管子，只有让寄生三极管饱和导通才能做到。有2种机理可以实现：

1. 关断过程中，漏-源电压变化太快（所有用法）

漏-源电压可以看作施加在寄生电阻R和寄生电阻C组成的RC串联电路上。RC电路有高通特性，即对于漏-源电压瞬变期间的高频成分是低阻抗的，所以R上面流过的电流跟漏-源电压的变化率 dV/dt 正相关。当R上面的压降足够大，npn三极管的发射结就开始导通，使三极管进入放大区甚至饱和区。当三极管饱和，集电极和发射极之间的电压将迅速下降到 Vce-sat。本来漏-源电压全部加在反向偏置的寄生二极管D2上，现在就被三极管饱和压降给旁路掉了。

漏-源之间电压下降会使电流迅速增加，电流流过epi的同时产生热量，epi温度升高，导通电阻下降，使电流不断增加。这个过程是自我强化的，促使三极管饱和程度更深，直到内部较弱的元胞形成热点（hotspot），材料承受不了高温最后烧熔失效。

2. 寄生二极管反向恢复功率太大（感性负载开关用法）

在需要利用功率MOSFET控制感性负载的时候，需要给电感提供续流电路，例如半桥驱动、同步整流等，就是这种用法：两个功率MOSFET串联在电源和地之间，上管开通、下管关闭，下管寄生二极管续流。感性负载使寄生二极管在反向恢复之前有正向电流通过。

寄生二极管反向恢复时，会出现反向电流脉冲，详见元器件第041篇二极管反向恢复。反向电流的峰值与二极管之前的正向电流大小成正比（理解为积累的电荷/能量多少）。在反向恢复前流过的正向电流越大，epi 中积累的载流子就越多，反向恢复的电流峰值就越大（其上限是载流子复合速度）。

反向恢复能量 Err 等于反向恢复电流 Irr 乘以漏-源电压 Vds，再乘以反向恢复时间 trr 。其中， Irr x trr 就是反向恢复电荷 Qrr，即 Err = Qrr x Vds。载流子复合速度可以粗略表示为 K=Qrr/trr。由于反向恢复过程是载流子复合的过程，不受控，所以可认为 K 值不变，只受掺杂浓度和温度影响。所以 Err 又可以表述为 K x Vds x trr，即反向恢复过程的能量 Err 跟 Vds 正相关。

如果 Err 很大，那么在反向恢复电流从峰值减小的过程中，寄生二极管两端将出现高的 dV/dt（也就是功率MOSFET的漏-源之间）。接下来的步骤就和前面第一种情况相同了。

经验角度，寄生二极管反向恢复电流的影响，只在500V以上的高压功率MOSFET上比较明显。几乎所有的低压功率MOSFET制造商都不会在规格书里标这个参数。

此外，寄生电容C不固定，它是Vds的函数。这个电容随着Vds的增大而指数减小（更加有利于通高频）。我认为这也是为什么只需要在高压功率MOSFET才需要关注这个机理。

通过合理的设计可以规避上述风险。推荐的做法是：

在漏极-栅极之间加电容，增大Cgd。这样做可以改变寄生RC电路的阻抗特性。

下一篇将通过寄生电容模型再来解释这个现象。

Ref

1. Impacts of the dV/dt Rate on MOSFETs. Toshiba. 2018

2. dV/dt Ratings for Low Voltage and High Voltage Power MOSFET. AOS. 2009

3. Dusan Grovac. Parasitic Turn-on of Power MOSFET-How to Avoid It? Infineon. 2008

作者：电子知识打边炉，来源：面包板社区

链接： https://mbb.eet-china.com/blog/uid-me-4061550.html