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使用开关稳压器！设计您自己的DCDC转换器 通过使用开关稳压器，可以有效减少电路发热以节约能耗。此外，开关稳压器有助于减小散热器尺寸，从而可以制作出更紧凑的电路以及发热量更少的电源电路。 目录 ‧ 使用开关稳压器制作DCDC转换器 ‧ 开关稳压器IC比预想中更易于使用 ‧ 开关稳压器的优点 ‧ 制作DCDC转换器电路 ‧ 正确使用三端稳压器和开关IC ‧ 总结 使用开关稳压器制作DCDC转换器 开关稳压器IC是一种电源IC，可从某一直流电压中获取所需电压，用于 控制 开关式DCDC转换器。 还有一种电路是使用齐纳二极管或三端稳压器从某一高压中产生所需电压（同步降压）。但是如果需要几安培的大电流量，则需要一个开关稳压器来进行降压。 开关稳压器IC比预想中更易于使用 开关稳压器IC ROHM BD9E301如图所示。SOP8封装主要用于外形封装，但也可以通过转换板用在通用板上 开关稳压器的优点 在电源电路中使用开关稳压器的优点是“高效”。 如果您要使用开关稳压器，那么需要一些外部组件。与三端稳压器不同，使用开关稳压器时，除了IC和电容还需要其他组件，这可能会让人感觉电路连接会比较困难。 如果您了解开关稳压器的工作原理，可能会觉得“是不是得附加各种振荡器和线圈？”其实，现如今开关IC的大部分功能都内置在IC中，所以需要的外部零件很少，电路设计也省时省力。 降压电路有多种降压方式，但使用开关稳压器可以实现80-95%的高转换效率。其他方法（使用三端稳压器）效率通常为50%左右或者更低，从而导致 浪费 功耗以及发热量过多。 将大负载连接到降压电路时，可以通过使用开关稳压器来创建产生较少热量的节能电路。 制作DCDC转换器电路 现在，我们使用开关稳压器IC来制作DCDC转换器。 我们将使用一个DCDC转换器，它可以将12V电源的输入转换为5V / 2A的输出。使用该输出规格，您还可以移动USB设备，为自己的设备提供USB充电功能。 ROHM的BD9E301用于开关稳压器IC。由于该IC内置FET，所以可支持高达2.5A的输出，并且具有使用外部电阻自由调节输出电压的功能，可支持7V~36V的大范围输入电压。 BD9E301的技术规格书摘录。开关稳压器的技术规格书中描述了电路设计示例，因此请参考该内容制作电路。 来源：7.0V-36V输入，2.5A MOSFET内置型1ch同步整流降压DC/DC转换器—BD9E301EFJ-LB (E2) | ROHM Co., Ltd. 除了基本规格外，开关稳压器技术规格书还包含电路设计和图形布局示例，因此我们一边参考技术规格书一边开始制作电路。 放置在转换板上的开关稳压器IC，安装于通用板上 由于BD9E301是一种表面贴装IC，所以通用板上需要使用转换板。使用转换板时，可能会产生散热量不足的问题而导致故障，因此使用时要注意电流量和发热情况。 一边查看技术规格书中的应用电路，一边将电子元件焊接到板上。输出电压由R1 和R2的分压电阻之比来决定，因此我们将R1设置为12kΩ，将R2设置为3kΩ，其他元件使用与技术规格书相同的设置。 由于开关电源是一种以高频率重复进行ON/OFF动作的电路， 所以该器件应尽量靠近IC安装，以免布线距离过长 。从某种意义上来说，电路布局是开关稳压器的关键所在。 由于技术规格书中包含关于布局的说明，我们将一边参考器件的位置一边制作电路。 完成的DCDC转换器背面。DIP部件安装在表面上，表面安装型线圈安装在焊接表面上。需要安装的部件很少，使用开关稳压器的DCDC转换器可以由一个电阻、几个电容和一个线圈制作而成。 当12V电压施加到所完成的电路时，输出电压为5V。电路中的反馈机制可以使输出电压保持不变，因此即使外部电压发生波动，电路也始终输出5V。该开关稳压器IC最高可输出（电源电压x 0.7）V，因此理论上来说，即使电源电压降至7.2V也能正常工作。 我们已经制作出了一个5V / 2A电源电路，现在将一个USB端子连接到输出部分，来为USB设备供电。 如果您将USB端子连接到自己的5V DCDC转换器，就可以为USB设备充电。上图是为iPad充电的图片。让人意外的是，发热量很小，因此电池可以稳定充电。 如您所见，仅使用开关IC就可以轻松制作出5V输出电源电路。您可以在制作电路时尝试添加USB充电等附加功能，也许会很有趣。 在将开关电源商业化时存在很多问题，包括需要符合PCB布局和EMI（电磁干扰）规定，但是就电路设计本身来说，仅通过使用开关稳压器IC就可以轻松完成电路制作。 三端稳压器和开关IC的正确使用 就像前文所说的那样，最近的开关IC由于外部零件很少，电路设计用的材料很多，所以安装开关降压电路变得很容易。 在实际电源电路设计中，您可能会想知道应该使用开关稳压器还是三端稳压器。 开关稳压器因其效率高而具有吸引力，但是在某些应用场景中其优势可能无法得到充分发挥：比如只使用了一个微型计算机和几个LED但电流很高时。 在只有几毫安的电路中，即使提高了效率，其实用优势也可能不复存在。 此外，开关电源的效率随着负载电流的降低而降低（相反， 这时候三端稳压器的效率更高 ），而缺点——例如包含了大量部件和噪声波纹——会变得更加突出。在这种情况下，就总成本来说，使用三端稳压器具有更大优势。 总的来说，不要认为“开关稳压器更好，因为它们效率更高！”我们应该根据功耗和电路尺寸来选择合适的方法。 开关稳压器和线性稳压器之间的区别。两种稳压器各有优缺点，必须根据实际情况来对其进行选择。三端稳压器属于线性稳压器。 来源：线性稳压器的优缺点比较 | Tech Web https://techweb.rohm.co.jp/knowledge/dcdc/s-dcdc/02-s-dcdc/88 总结 当您听到“开关稳压器”这个词时，最初可能会觉得“难以制作”，但实际使用的时候会发现并没有想象中那么复杂。并且，您还可以轻松地制作出高效的电源电路。 如果学会了使用开关稳压器，您就可以对电路电压进行控制了——例如，除了降压之外，还可以进行升压、反相和升降压，如此一来，您就可以扩大电路设计的范围。 设计开关电源真正困难的部分是如何进行图形布局来放置零部件以及如何处理EMI以符合各国法规。而对您来说，很容易能够完成制作，所以即使在电气工程中，使用开关稳压器也是一个不错的选择。 我们使用了表面贴装型开关稳压器，但也有可用于通用板的DIP形IC和内置线圈的开关稳压器，因此即使在电器工程中，开关IC也非常易于使用。此外，最新产品中有一种内置了FET的类型，可以输出 7A~8A 电流。 如果您正在制作带有三端稳压器和大型散热器的电源电路，或者您正在通过连接DCDC转换器模块来制作小器件，那么何不尝试使用开关稳压器IC来进行电路设计呢？ 这篇文章来源于 DevicePlus.com 英语网站的翻译稿。 来源：rohm

开关稳压器的评估 输出电压 负载调节 负载响应的探讨、测量方法 电感电流的测量 效率的测量 输出电压 开关稳压器的工作是产生稳定化的输出电压，以便使其作为负载（其他设备）的电源。因此，输出特性的评估理所当然就成为主要事项。主要输出特性有电压、电流、瞬态响应、噪声等，这些都有相互关系。本项首先就输出电压进行说明。 一般来说，输出电压的评估重要如下： 　　・评估项目　 　－电压精度：包含纹波电压在内最小值、最大值 　－纹波电压的大小：电压振幅、波形 　－高谐波噪声、峰波等 　・评估方法 　－以示波器观察输出电压 　－（频譜分析仪） 　・条件设定 　－输出负载电流：需要可变型的负载装置 　－输入电压：需要可变型的DC电源 　－温度：也可简易的点式加热/冷却 具体来说，就是边改变条件边以示波器观察输出电压。视状况而定，虽然有时频谱分析仪较为有效，不过即使只有示波器也几乎可以全部确认。这里的关键在于以示波器观察。示波器原本并非可以正确测量电压的工具，开关稳压器的输出电压含有纹波或噪声等各种成分，将测定值平均后显示的电压表等无法确认。 电压精度将确认纹波电压的最低值和最大值是否进入负载装置要求的精度内。FPGA等最近高性能设备要求达±2%以下非常严格的电源电压精度。加上电源电压大多低至1V左右，实际的容许电压仅仅一点点。必须包含纹波电压的纹波电压的峰值而非平均值才能符合。 须确认纹波电压是否为设计时以下列公式设定的电压、纹波波形有无异常。 当然，纹波电压即使依照设计，倘如果结果无法符合负载设备的精度要求则必须重新评估。同样的，也须观察输出是否包含异常峰波或高谐波。 这些特性的状态会随负载或温度起变化，因此务必加入变动要因后进行观察。 评估需要样本来判断输出电压及波形应该会如何。多数情况下，其电源IC技术规格有刊载标准且理想的波形（参照下图），此在“电源IC技术规格的解读方法”也有提及。 此外，IC厂商评估板时可以与其做比较。可以在相同的测定器或环境下进行评估，现实上是个好方法。 从处理高速波形的观点来看，以示波器观察必须注意几点。以下照片和图表是即使相同基板也无法以探针连接法观察正确的波形。 左方的照片和波形图系以示波器的探针连接测试引脚后以夹钳进行GND，输出波形可以看见多数高频峰波。另一方面，右方的照片和图表则以专用连接器连接探针，这里看不到峰波。原本的输出电压为右方的波形，左方的波形因探针接地线等的影响使原本不存在的峰波产生 由上例可知，在评估开关电源时需要具备处理及测量高频率的技术。 负载调节 “开关稳压器的评估”第2项为“负载调节”，本项要说明其概念、如何测量、评估。 ・负载调节的概念 负载调节不仅是在电源，也是在电源IC中常有的参数项目。意指，电源输出电压对于负载电流（输出电流）的变动会有多少变动，以%百分比或10MV等实际变动值来表示。比较理想的说法是，电源输出电压因趋于稳定，即使负载电流变动，电压也可以保持稳定。不过，既然输出阻抗或线路（配线）电阻存在，变化无论如何都会产生。 负载调节以电源的输出引脚进行测量和以连接于电源输出的负载，也就是被供电IC等，电源引脚进行测量其主旨不同。以电源输出引脚观察的负载调节为其电源本身的负载调节，可以说是电源特性。以负载设备的电源引脚观察的负载调节则为电源特性加上从电源输出引脚到负载电源引脚的线路电阻导致的电压下降。 如上图，负载设备中电源引脚的电压纯粹根据欧姆定律。例如，线路电阻为0.1Ω时，如果取1A的负载电流，则线路电阻分的电压下降为0.1V，通常的5V/3.3V电源所求得的5%精度就没有问题，不过如果是FPGA等1V左右的低电压电源且需要类似2%之高精度时则NG。此外，如果电流増加，即使5V/3.3V也会Out。因此，检查负载调节时确认负载设备电源引脚电压是否位于要求精度内非常重要。 既然如此，或许应思考将线路电阻缩小的问题，只不过再怎么缩小也无法使其为零。也就是说，线路电阻导致的电压下降原则上会发生，负载电流増加的话将如计算所示达到NG状态。不过，要避免这个情况，可利用以“远程感应”手法。 稳定化电源是指通过反馈环路控制输出电压，即使负载电流变动也可使输出电压维持恒定。以电源IC来说，在FB引脚、电源模块中将输出反馈于感应引脚等引脚。这里的重点在于能否感应（反馈）哪一点的电压。下图为1.8V输出的电源，在感应电源输出引脚的电压时，感应负载设备电源引脚时的负载设备电源引脚对负载电流的电压。线路电阻设为0.1Ω。 感应电源输出引脚的电压时（红色箭头）因为线路电阻几乎没有条件，电源输出引脚会维持1.8V，不过负载设备电源引脚会产生负载电流×线路电阻分的电压下降。由于没有产生问题，因此尽可能这样做。 感应负载设备电源引脚的电压时（蓝色箭头）因为可以控制负载设备电源引脚的电压维持1.8V，故不论负载电流与否都可维持已设定的1.8V。此时，电源输出引脚的电压非1.8V，而是被附加1.8V＋（负载电流×线路电阻），电压下降部分的电压。此负载端电源输出电压称为远程感应。特别是在大电流、低电压的条件下更需要远程感应。 ・负载调节和负载瞬态响应 下面2个波形图是负载电流急剧变化时输出电压的变化。这里要注意的是，此种评估方法可以观察负载调节和负载瞬态响应双方。本项所说明的负载调节是指波形的恒定电压部分的电压值，有必要分开来思考，对策也不同。 左方的波形为没有进行远程感应的情况，上方轨迹为输出电压，下方为输出电流。如果负载电流大致从零瞬间增加时，由于无法瞬间对应故电压会剎那间下降，不过短时间会追随而变成恒定电压。此为负载瞬态响应特性。负载调节稳定的电压时可以知道电压下降的发生。右方波形有进行远程感应。恒定电压部分几乎看不到差异。 以下为负载调节评估要点的总结。 负载调节的评估要点 评估项目 －针对负载电流变动的输出电压变动　→　已变动的电压是否符合要求精度？ ※也必须确认针对负载电流变动的纹波电压变化、波形的异常 评估方法 －以电压表测量输出电压　→　测量负载装置电源引脚的电压，确认负载装置的电源电压是否充分？ －以示波器观察输出电压、波形 条件设定 －负载电流：需要可变型的负载装置 －温度：也可简易的点式加热/冷却 负载瞬态响应的探讨、测量方法 接着说明“开关稳压器的评估”第3项“负载瞬态响应的探讨、测量方法”。 何谓负载瞬态响应 负载瞬态响应是指针对急剧负载变动的输出响应特性，也就是说，下降或上升的输出电压返回到设定值为止的时间或波形。与负载调节不同，如文字所述为瞬态状态的特性。英语是Transient response（瞬态响应），具体现象以下图说明。 由左图波形中可知，负载电流（下方波形）以上升时间（tr）1μsec之高速从零上升。相对的，输出电压（上方波形）因电压瞬间下降后急速上升，稍微超过原本恒定时的电压再下降，呈现稳定状态。此外，想必也可知道负载电流急剧下降时会产生此相反之反应。 简单说来，负载上升时迫切需要电流，因输出来不及供给电流故电压会下降。为使已下降的电压返回至设定值，输出须供给好几次周期的最大电流，然而一供给过多的话电压会上升一些，于是这次又降低电流供给来配合设定值。对此，在某程度上请视为正常的负载瞬态响应。有其他因素或异常时，除了此现象外也可包含其他现象。 所谓理想的负载瞬态响应，意指针对负载电流的变动以短暂的开关周期（短时间）进行反应，将输出电压的下降（上升）设至最低限度并使其于最低限度的时间恢复而稳定，总之如图中须状波形的瞬态电压的发生会变得极小且短时间。 中央的图表其负载电流的上升/下降时间为10μsec、右边则为100μsec。此例显示，如果负载电流变动穏定的话，响应的轨迹会变好，输出电压变动少。但是，实际上要调整电路中负载电流的瞬态是很困难的。 尽管为此种电源瞬态响应特性，然而基本上可以视为与运算放大器的频率特性（相位裕量和交越频率）相同。如果电源的控制环路的频率特性适当且稳定的话，可以将输出电压的瞬态变动抑制在最小限度。 瞬态响应特性的评估要点 评估电源负载瞬态响应时的要点总结如下。 评估电源的负载瞬态响应的要点 根据待机状态检查换醒等针对急剧负载电流变动的输出的稳定性、响应速度。 需要调整频率响应特性时以ITH引脚调整。 虽然可以从所观察的波形来推测相位裕量或交越频率，不过频率特性解析器（FRA）比较便利。 也须探讨是否为正常工作下的响应、电感的饱和、限流功能启动等异常。 无法取得必要的响应特性时应探讨其他控制方式或频率、外置常量。 瞬态响应特性的评估方法 具体的评估方法说明。实验时须将可瞬间开关负载电流的电路或装置连接于欲评估的电源电路输出，以示波器观察输出电压和输出电流。如果以实机确认的话，须使例如CPU等从待机状态移动至完全运转状态，同样观察输出。 上述评估要点虽然并非无法从观察波形推测相位裕量或交越频率，不过作业相当麻烦。最近所谓频率特性解析器（FRA）的测量仪器相当普及，可以非常简单地测量电源电路的相位裕量或频率特性，故利用FRA非常有效。 实际上，如果实验中没有可以瞬间ON/OFF大电流的适当负载装置时则变得简单一些，可以使用类似右边以MOSFET为开关的电路。当然，tr、tf有必要确认。 负载瞬态响应的实际和调整例 开关稳压器ICC具备调整响应特性的引脚多有ITH称呼。在IC技术规格所示的应用电路中以其条件提示连接于适当ITH引脚的电容器或电阻的常量和构造成。基本上须以其为始点进行调整使实际制作的电路满足要求。首先，最好应该固定电容器，变更电阻值。 此次以下列“BD9A300MUV”为例，ITH引脚的电容器固定后调整电阻值，并以示波器的波形及FRA的频率特性解析图来表示负载瞬态响应特性如何变化。 ① R3=9.1kΩ、C6＝2700pF　（推荐常量下大致适当的响应和频率特性） ② R3=3kΩ、C6＝2700pF ※带宽因减少R3的电阻值而变窄，负载响应恶化。 工作本身没有问题，但相位裕量过度。 ③ R3=27kΩ、C6＝2700pF ※带宽因增加R3电阻而变宽，负载响应变好， 不过电压变动时会发生铃响（波形扩大部）。 相位裕量，有可能会因扰动而发生异常振荡。 ④ R3=43kΩ、C6＝2700pF ※而且一增加R3的电阻值便会发生异常振荡。 以上是ITH引脚的响应特性的调整例。基本上无法完全消除发生于输出电压的电压瞬态，因此须进行调整来使其反应对于供电电路工作不会产生问题。 电感电流的测量 “开关稳压器的评估”第4项为“电感电流的测量”，说明电感电流的测量方法和评估要点。 ・关于电感 一开始要稍微偏离一下主题。在这里，将右图DC/DC转换器的输出所使用的L统一称为“电感”。近年来似乎大多称为电感，不过使用线圈或扼流线圈等称呼也不在少数。此外，也有使用电抗器的称呼，只是不太多。 尽管想说在DC/DC转换器中都是同样的东西，不过线圈是卷线物的总称，而电感据说也同义。扼流线圈是不通过高频率电流用途的线圈。只是，即使在业界似乎也没有严格的规定，而是使用熟悉的言语。据说IEC等圈际规格中常用inductor一词（详细未确认）。近年使用电感的情况或许正在逐渐增加。 那么，现在进入主题。首先，须确认电感从事什么样的工作。简单来说，电阻器不论AC或DC，总之无关频率，都会限制电流在稳定程度，而电感如果电压相同的话频率会变高致使电流难以流动，DC方面可以想成没有电阻成分。与电容器做比较的话，由于电容器不通过DC而通过AC，故也可以说反向工作。电感如电阻般工作的原理为电磁感应。此外，通过自我感应来产生电动势。此效果的大小以电感值表示。 降压型的DC/DC转换器中，上图所示的电感基本上扮演着平滑化的角色。上图电感被输出晶体管的ON/OFF方波电压输入时，流动的电流会因电感而可以梯度至电流输出成为三角波。以此方式，方波形成平滑的三角波，这是基本。 ・电感电流和输出纹波电压 为了测量电感电流并判断是否适当，特以数学式来表示电感电流和输出纹波电压。（左图中，因图出处的关系而使用“线圈”一词标示。当然，同时也是电感的意思。） 这些算式是设计DC/DC转换器时必定会出现的公式。如果能想象与各项的关系，想必评估就容易多了。 以⊿IL表示的电感电流的三角波的峰值，当电感值L变大时会变小。此外，即便开关频率变高时也会变小，以⊿VREP表示的纹波电压由⊿IL及电容器ESR支配。并以此为基础评估已测量的电感电流。 ・电感电流的测量方法 电感电流使用电流探针以示波器观察波形。电流探针由于必须夹住电流路径，故必须像照片般露出夹钳用线。 ・电感电流的探讨事项 上右波形图表中，上为开关电压波形、下为电感电流的波形。此实测波形可以说接近理想，可以观察到漂亮的三角波。 这里的评估要点以刚才也出现过的右图来说明。这些其实是设计时决定电感规格的要点。也就是说，最后必须确认设计时所选择的电感实际上是否适当。 电感（线圈）的饱和电流应该选择大于IOUTMAX加⊿IL/2的值。请与实测值进行比较。 如果饱和电流的容许值不充分，则电感将会饱和，电流会急剧流动，故三角波的斜度会如二次曲线般歪斜。最糟情况有时超出预测的电流会流入开关式晶体管导致损坏。这是重要的检查点。 电感电流的评估要点 评估电感及电感电流的要点总结。 常量虽然依照技术规格决定，但务必进行实测。 测量时使用示波器及电流探针。 确认电流波形是否适当、有无饱和。 电感电流根据峰值和平均值双方进行探讨。 电感的选择根据数学式的要求、IOUTMAX＋⊿IL/2进行考虑。 电感的工作有时难以理解，相信势必有必会感到棘手。尽管如此，对DC/DC转换器而言却是不可或缺的部件，因此最好以实测反复进行评估等来加深理解。 效率的测量 针对“开关稳压器的评估”，我们已经说明了“输出电压”、“负载调节”、“负载响应的探讨、测量方法”以及“电感电流的测量”等4个项目。这里接着说明第5项“效率的测量”。 何谓开关稳压器的效率 测量效率之前须事先温习开关稳压器效率的定义或概念。 开关稳压器的效率一般以%（百分比）表示。虽然以小数点表示也可以，不过这里以%进行话题。效率的公式如下： 如所见，公式并不特别，纯粹为“可取得功率”对“已输入功率”的比。例如，“效率90%”意味已输入功率的90%可利用作为输出，10%变成损耗，主要转为热后消失。开关稳压器，也就是DC/DC转换器或AC/DC转换器正在进行功率转换，这样说的话想必比较容易了解。当然，进行电压转换的LDO稳压器等线性稳压器的效率也以相同计算公式及功率算出。 想必没有必要再提，不过为了慎重起见还是再强调一次，输入功率为输入电压×输入电流，而输出功率为输出电压×输出电流。因此，只要测量即知道效率。 测量及探讨 测量本身比较简单。原则上测量平均功率后再根据功率进行计算。开关稳压器的输出基本上有纹波，输出电压和输出电流因纹波而产生变动。输入也有存在纹波的案例，不管怎样，要测量的不是伴随纹波的峰值而是平均值。测量平均功率并非特别困难，不使用示波器而使用电压表或电流表的话，其测量值自然为平均值。 其他还需要输出负载。由于须测量稳定的平均电流，可以利用电子负载或电阻。 测量虽只使用电压表和电流表，不过输出负载须测量供电电路的最低值、标准值、最大值等数点以上，视情况还必须绘制成图表。除了使所预测的输入电压范围变动外，也使周围温度变化并加以测量。 测量的同时如果以示波器一面监视，可以知道有无因负载或连接计测器的影响而发生异常。引起振荡等情况时，以电压表或电流表测量的平均值不能说是可评估的资料。此外，特别在最大负载时必须注意IC或其他部件有无异常发热。高温下的测量须事先确认常温可获得充分效率，然后在具某程度精度的温度管理下进行测量定。如果超过Tj的最大额定，即使电路或工作没有问题也会发生异常，最糟情况有时还会导致破损，必须充分小心注意。 探讨已测量的效率首先最好参照技术规格刊载的效率图表。电路或部件由于大多依照技术规格的标准例，因此效率曲线基本上也极为接近。在比较意义上，有些方法使用与技术规格图表条件相同的条件进行测试。此外，与厂商提供的评估板做比较也是好方法。此时，如果外置部件等不同的话必须更换后测量。 以下为要点总结。 效率以平均功率来计算（不使用纹波的峰值）。 利用电压表/电流表可获得平均值。 将设想的输入范围、负载（输出）电流、周围温度和等变动因素编入后测量。 边以示波器监视边测量也有效果。 以最大负载测量时须注意异常的工作或发热。 评估须参照技术规格的效率图。 效率低于预测时 探讨结果如果为“虽无异常工作，但效率出乎意料地低”等结论时，须找出使效率低下的原因并进行调整。因此，包含经验在内如果事先知道损耗发生场所或部件的话，可有效且迅速地对应。 损耗虽然会在电路内功耗的所有部分产生，不过主要损耗因素为I2R损耗、开关损耗及自我消耗电流损耗、迁移损耗、其他损耗。 I2R损耗因内置功率晶体管的导通电阻和外置的电感的串联电阻而发生，因此，须确认功率晶体管的导通电阻和电感的串联电阻是否足够低。 开关损耗及自我消耗电流损耗是指IC内部的功率晶体管的栅极驱动电流和控制电路必需电流。内置功率晶体管型IC由于无法从栅极电荷选择功率MOSFET，故基本上选择消耗电流小的IC或不会增加消耗电流的部件常量。 迁移损耗是因上侧功率MOSFET在迁移中短时间饱和而发生。此外，停滞时间中的导通损耗也为众所周知的损耗。这些由于已被固定于IC内部，因此几乎任何情况都无法调整。可调整的其他损耗有电感的核心损耗、基板线路阻抗等，不过从全体损耗来看只占了极少比率。 像这样的要点尽管不胜枚举，然而依赖电源IC的比例还是相当高。特别是内置功率晶体管型，除了确认外置部件外几乎别无他法。当然，电源IC因进行高度控制处于优化状态，故基本上可以获得最佳特性。 反过来说，选择可以获得目标效率的IC就变得非常重要。 话虽如此，由于完全无计可施，故以BD9A300MUV为例。 ＜BD9A300MUV电路效率比预期低的原因例＞ 轻负载时（10mA以下） PGD（电源正常）或EN（使能）上拉至输入电压。 反馈电阻使用小常量（100Ω以下）而产生无效电流。 重负载时（1A以上） 使用大DCR的电感。 使用大ESR的电容器。 因周围温度上升、IC或电感自身发热而产生DCR増加、输出晶体管的导通电阻増加、电感的电感值减少、特性劣化。 效率测量相关的说明到此为止，此外，“开关稳压器的评估”也就此结束。 来源：techclass.rohm

使用开关稳压器用的IC，对电路基板进行包括开关稳压器在内的板载化已经不再罕见。开关稳压器由于为高速进行开关工作的模拟反馈电路，因此应掌握关键要点以便进行工作或特性的优化。理解这些，应该能使开关稳压器的设计更驾轻就熟。 要理解开关稳压器的特性并进行评估，掌握开关稳压器相关基本知识非常重要。 在这里，先重温一下开关的种类、降压转换器的工作原理、同步式和异步式两个主要控制方式的的区别、可提高效率的自举原理、输出稳定化即主宰稳压器工作的反馈控制方式、PWM和PFM这两种输出电压调整方法以及作为重要特性的IC规格和电源特性。 开关稳压器的基础 开关稳压器的种类 降压工作原理 同步式和异步式的区别 自举 输出反馈控制方式 PWM和PFM 重要特性－IC的规格 重要特性－电源特性 开关稳压器的基础：开关稳压器的种类 开关稳压器有许多种类，分类方法也视其观点而各有不同。在这里，根据输入电源的区别、电路方式以及功能和工作的区别来分类。 根据开关稳压器的电路方式来分类 DC/DC转换器 ▼非绝缘型 异步整流式 同步整流式 ▼绝缘型 反激式 正激式 推挽式 半桥式/全桥式 AC/DC转换器 ▼非绝缘型 ▼绝缘型 首先，输入电源可以利用DC（直流）或AC（交流）分成DC/DC转换器和AC/DC转换器，各自再分为非绝缘型和绝缘型。 绝缘型为输入（一次）和输出（二次）可绝缘的类型，绝缘主要可利用变压器。在工业设备或医疗设备等要求发生故障时具有高安全性的设备中，标准上使用绝缘型。非绝缘型在输出输入间有导通，尤其是同一电路基板内无须绝缘的电压转换等几乎都为非绝缘型。 架构非绝缘型及绝缘型的转换器，各自有适合的电路方式。有同步整流式或反激式等称呼，构造零件或电路规模不同，工作原理当然也不同。 其次，根据功能和工作方式来分类，不过，从这里开始便进入DC/DC转换器的话题。AC/DC转换器由于会在初段将AC整流－平滑后基本上以DC/DC转换器工作，故以后请一视同仁思考。 根据开关稳压器的功能和工作分类 DC/DC转换方面，可以对输入电压进行降压或升压。此外，应用上也可进行升降压、反转等转换。根据所需功能，电路构造和所选的IC是不同的， 控制输出电压的工作模式有PWM（Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制）和PFM（Pulse Frequency Modulation：脉冲频率调制）。PWM的开关周期（频率）恒定且为通过调整ON和OFF时间比进行稳定化的模式，而PFM则是ON或OFF时间恒定的频率变更方法。详细内容后述。 而且，为使输出稳定化的反馈控制方式有电流模式、电压模式、迟滞等，这几种详细内容也将后述。 开关稳压器由这些组合构成，可通过探讨用途、输出输入条件、要求规格或性能目标、以及成本或尺寸等限制事项来选择最佳产品，为此，必须事先了解各方式的特征和优缺点。 开关稳压器的基础：降压工作原理 现在接着以最广泛利用的降压型开关稳压器为例说明工作原理。 降压DC/DC转换是借着开关将DC电压VIN做时间分割后以电感和电容器使其平滑化来转换成所希望的DC电压。降压DC/DC转换的概念电路和工作如右所示。 以PWM工作来说明，以S1=ON/S2=OFF将VIN供电时间设为25%、以S1=OFF/S2=ON将0V（GND）状态设为75%的脉冲周期，当该脉冲平均化时将为25%的DC。如果VIN为10V，则Vo将为25%的2.5V。 实际的PWM由于被平均化的输出负载电流会变动，故ON时间会一定程度一直依赖负载电流来上下移动电压。如此一来，稳压器输出下降时会增加ON时间，从输出传送更多的能源而使输出电压上升。输出电压充分恢复的话，接着便会缩短ON时间来停止输出上升。 下面的电路为取代概念图的实际的电路。开关S1以MOSFET置换，S2则被置换成肖特基二极管，也显示被省略的比较电路和控制电路。对此，代表性开关式降压电路，也称为异步或二极管整流式。 降压开关稳压器的工作 与基准电压进行比较，检查输出电压是否为设定电压 低于设定电压时，开关变为ON，从输入向输出供电 此时，电感会蓄积磁能 如果输出电压高于设定电压，则开关OFF 电感所蓄积的磁能变为电流被供往输出负载，再返回电感 电感的磁能消失，输出电压开始下降时，开关会再度为ON 实际电流及电压的开关波形也有记载。S1为MOSFET的开关晶体管、D1为肖特基二极管、L1为电感、C1为输出电压、VIN为输入电压。 在这里，重温说明开关稳压器的基本工作。在进行实际评估时，检查各节点的电流或电压波形等，此际，也有必要理解此种基本工作。 同步式和异步式的区别 继开关稳压器的种类和工作原理之后，接着要说明所谓同步整流式和异步整流式DC/DC转换器变压器方式的区别。由于各自有优缺点，故根据电源的要求规格区分使用是一大要点。 电路构造上的区别如下的图的通，不同点在于开关2是二极管或是晶体管。 异步整流式，也称为二极管整流式，通过上侧晶体管的ON/OFF，二极管进行导通/关断，使电流流向或不流向二极管。这在工作原理部分已经说明。异步式是简单且牢固的方式，在工业设备等中有极高的实绩。 另一方面，同步整流的方式虽然基本工作相同，但是下侧开关的ON/OFF也由控制电路进行。如果双方同时为ON，则电流将从VIN直接流向GND，使晶体管有破坏的可能性，故双方必须制造OFF，停滞时间的时序等进行复杂的控制。不过，同步整流式的效率比异步式高，对于延长电池驱动设备的工作时间有极大贡献。 S1为ON的时S2设为OFF S1为OFF的时S2设为ON 电流路径与异步型相同，但S2的ON/OFF 由控制电路进行 下段的电路是实际电路S1、S2使用晶体管 高效率 电路比异步式复杂 S1为ON时电流不流向D1（关断） S1为OFF时电流正向流向D1（导通） 下段的电路是实际电路，S1可使用晶体管，D1可使用肖特基二极管 效率比同步式差 电路比较简单 同步整流式的所以效率高，原因在于将异步整流式的二极管置换成晶体管，故可以将输出段开关的损耗压低。众所周知，二极管的VF会因电流而改变，不过即使VF为低肖特基也有0.3～0.5V。与之相对，例如Nch-MOSFET的ON电阻极低至50mΩ，如果计算电压下降的话则将远比二极管的VF来得低。 有关“开关稳压器的特性和评估方法”这个主题，了解DC/DC转换工作因方式的区别或特征非常重要。 自举 自举电路是在输出开关上侧晶体管使用Nch MOSFET时所必要的电路。最近许多电源IC都搭载该电路，因此在评估电源电路时最好事先理解其工作。 Nch MOSFET的导通电阻低，作为开关使用的话可提升效率。此外，如果导通电阻相同的话，价格应该比PchMOSFET便宜。不过，如果要使用Nch MOSFET作为上侧开关并使其完全为ON，则必须有充分的VGS，也就是电压必须高于漏极电压。通常，漏极电压是VIN（输入电压），在电路内会变成最高的电压，因此在外部只能准备比漏极电压还高的电压。而产生该电压的便是自举式电路。 构造简单。以开关、电容器、二极管所构成的升压电荷泵并利用加入开关电压（VIN）和内部电压的电压作为上侧Nch MOSFET的栅极驱动。 无须自举式电路的Pch＋Nch构造 利用自举式电路的Nch＋Nch构造 Nch MOSFET的导通电阻低，有助于提升效率，价钱也便宜 如果要使上侧晶体管为Nch MOSFET的话，VGS必须比漏极电压高 内部电路用的内部电源的电压并不充分 以开关、电容器、二极管构成升压电荷泵，产生上侧的Nch MOSFET用驱动的高电压 上侧栅极驱动电源电压＝VIN＋内部电源电压－二极管的VF 近来，中功率以上的电路，输出的开关晶体管以Nch MOSFET为主流。尽管零件数稍微增加，然而却有重视效率的倾向。最近，为了减少零件数，也有将外置二极管纳入IC的类型 另外，自举电路也以相同理由被利用于异步整流型不仅Nch MOSFET，也被利用来降低使用双极性NPN晶体管类型的饱和电压。 输出反馈控制方式 开关稳压器的输出电压基本上呈现稳定化，也就是说，具备让已设定电压值维持恒定的功能。为了维持电压稳定，开关稳压器会将输出反馈（feedback）至控制电路。 大致可分为电压模式控制、电流模式控制、迟滞控制等3种方式。 ・电压模式控制（PWM例） 电压模式控制是最基本的方式。反馈环路只反馈输出电压。通过以误差放大器和基准电压做比较后所差距的电压再进一步与三角波做比较，决定PWM讯号的脉冲宽度来控制输出电压。 此方式的优点在于纯电压的反馈环路可进行较简单的控制、可缩短ON时间、抗噪好、抗干扰好。其缺点是，相位补偿电路复杂。外置相位补偿电路，故设计可能较花时间。 电压模式控制 纯电压反馈环路控制简单 ON时间缩短 抗噪好 相位补偿电路复杂 ・电流模式控制 电流模式控制是对电压模式控制的改良，是以检测电路电感电流的方式取代电压模式控制环路使用的三角波。或检测晶体管的电流取代电感电流、通过插入电流检测电阻进行检测。 反馈环路分电压环路和电流环路两者，控制虽变得比较复杂，不过有相位补偿电路设计大幅简单化的优点。 其他优点还有反馈环路的稳定性高，负载瞬态响应比电压模式快速。其缺点是，电流检测敏感，噪声多，会影响PWM控制。 电流模式控制 是对电压模式控制的改良， 是以检测电路电感电流的方式取代三角波。 反馈环路的稳定性高 大幅度简化相位补偿电路设计 负载瞬态响应比电压模式高速 要注意电流检测反馈环路的噪声 ・迟滞控制（纹波控制） 迟滞控制方式是引脚对需要更高速负载瞬态响应的负载，例如CPU、FPGA等电源要求而开发的方式。因其检测并控制输出的纹波，故也称为纹波控制方式。 该方式，不通过误差放大器而以比较器监控输出电压。检测超过或未超过已设定的阈值后，由比较器直接控制开关ON/OFF。方法有两种，一为在ON时间固定下检测不超过的阈值，一为在OFF时间固定下检测超过的阈值，利用上下双方阈值窗口的方式。 其优点，在于由比较器进行直接控制，故瞬态响应极为高速、无须相位补偿。其缺点是，虽然有开关频率会变动、抖动大、检测输出纹波需要ESR（等价串联电阻）较大的输出电容器，随着技术革新，采用此方式的IC逐渐増加。 迟滞（纹波）控制 以比较器直接监控输出 负载瞬态响应速度非常快 反馈环路的稳定性高 无需相位补偿 开关频率会变动 抖动大 检测纹波需要ESR较大的电容器 PWM和PFM 针对开关稳压器的基础，介绍电压控制方法。不论开关稳压器与否，电压稳压器的功能为产生稳定化的输出电压。为此，已在“反馈控制方式”一项中说明，必须将输出电压反馈至控制电路来进行环路控制。在这里，要说明的是、有关电压控制的方式，例如该进行何种控制才能将输入电压调整为5V等。 开关稳压器如名称所示，是借着开关输入电压，也就是ON/OFF来转换成所希望的输出电压。此结构已在“工作原理”一项中说明，简单来说就是开关后平均化以均衡已设定输入电压的输出电压。此输入电压的开关法主要有2個方法。 ・PWM控制（脉冲宽度调制） PWM是最普通的电压控制方法。在恒定周期下，将开关设为ON，从输入截取符合输出所需功率的部分。因此，ON和OFF的比率、占空比会随必要的输出功率而变化。 由于频率恒定，故有可预测即将产生的开关噪声、滤波器处理容易等优点。其缺点是，由于频率恒定，重负载时和轻负载时的开关次数都相同，自我消耗电流不变，故轻负载时开关损耗是主要损耗而效率降低。 ●频率恒定根据占空比调整输出电压 频率恒定，易于过滤噪声 频率恒定，轻负载时开关损耗效率显著恶化 ・PFM控制（脉冲频率调制） PFM有固定ON时间型和固定OFF时间型。以固定ON时间型为例（下图参考），ON时间恒定OFF时间变化。 换句话说，接下来一直到ON之前的时间会改变。当负载变大时，将会随着负载增加时间内的ON次数。也就是说，重负载时频率会变高，轻负载时频率会变低。 其优点是，轻负载时无需增加功率，开关频率变低，开关次数减少，开关损耗减少，故轻负载时也可维持高效率。其缺点是，频率会变化，开关相关噪声不稳定且难以滤波。噪声难消除。此外，频率一进入可听带20kHz时有可能会发生声响等对音响设备的S/N造成影响。从这个意义来说，PWM比较容易操作。 ● ON（或OFF）时间设为恒定，调整OFF（或ON）时间 轻负载时会降频率工作，故开关损耗会减少而维持效率 频率不稳定，故噪声滤波困难而有进入听觉范围的可能性 利用哪一方，必须在理解各特性后权衡，不过有些IC为了能够利用双方的优点，于稳定工作时采PWM工作，于轻负载时开关成PFM来维持效率。 ●PWM和PFM的效率特性示意图 PWM轻负载时恒定周期开关，故效率低下。 PFM轻负载时会降频率工作，故开关损耗减少而维持效率。 有些IC于稳定工作时采PWM工作，于轻负载时开关成PFM来维持效率。 重要特性－IC的规格 针对开关稳压器的基础，确认开关稳压器的重要特性。本项将从“IC规格”的角度进行说明，而下一项则以“电源”的角度进行说明。 目前开关稳压器的设计几乎依赖所使用的电源IC并未言过其实。因此，理解电源IC的规格和意义非常重要。 开关稳压器用IC的技术规格的表有记载多项参数，并有显示规格值。这里仅就其中的输入电压范围、输出电压范围、输出电流、开关频率、工作温度范围等基本重要项目说明。 输入电压范围 输入电压范围是指IC可工作的输入电压范围。视IC的规格而定，最大5V或40V等种类，因此必须选择符合所使用电路的输入电源规格。此外，不只是最大电压，有许多IC也规定了可工作的最小电压。如果是降压电源，则为可工作比已设定输出电压稍高电压的最低电压。再低下去的话，有时IC会停止工作或产生异常工作。为了防止这种情况，有些称为UVLO（Under Voltage Lock Out）保护功能的IC。 除了稳定的输入电压外，还必须详细探讨施加浪涌等瞬态电压的可能性。视IC而定，有些将稳定电压和瞬时电压分开来规定。 与最大额定输入电压的区别在于最大额定是可彻底施加的电压，不问有无工作。 从高电压转换为低电压时，有时会承受降压比的限制，未必在所有范围都可使用。 输出电压范围 输出侧可设定的电压范围。输出电压固定型则不在此限。降压转换器中，最小输出电压一般无法设定成比内部基准电压低的电压。最大输出电压输入电压与电压损耗的差值。 就输出电压值而言，对IC的基准电压精度、输出电压设定用的电阻器的精度有影响。 输出电流 可输出的电流值。有只能保证最小值的情况和也能保证最大值的情况。电流值依赖输出段开关式晶体管的能力和热。一般说来，需要大电流时，外置输出段开关式晶体管较为有利。 必须配合输出所需的功率余量。有时会因热而导致破坏。此外，瞬时负载电流流动时，有必要确认输出电压处于十分稳定状态或于必要时间内维持稳定。 规格值的标示有输出电流（连续电流）和开关电流等表现。输出电流（连续电流）时，可连续供给其电流。开关电流时，是持续开关时的电流，所以不是可连续供给电流，而是开关电流扣除某百分比的可连续供给电流的值。 开关频率 开关频率，PWM时为已设定的固定频率。PFM频率则随条件而变动。通常频变高时，可以使用小数值的输出电容器和电感，尺寸也会变小，不过效率低下。需要权衡效率和尺寸。 开关稳压器会附带开关高谐波、开关噪声。虽可通过滤波器来降低，不过无线电或音响电路等对噪声敏感的电路有可能S/N会低下。 工作温度范围 可工作的温度范围，用周围温度Ta或接合部温度Tj来规定。必须在考虑欲使用设备的使用环境或工作保证后进行选择。 以Ta保证时，未必其Ta所有范围都可使用。由于会发热，故必须探讨周围温度和主要负载电流以免超过Tjmax。热的问题攸关可靠度降低或事故，因此非常重要。 要点总结如下表。 开关稳压器IC的规格和意义 要点 输入电压范围 可工作的输入电压范围。不只是最大电压，有时也有规定了可工作的最小电压。 须覆盖输入电源的条件且有余量 也要考虑输入电源的变动（电池输入等）或瞬态电压 也探讨降压比 输出电压范围 输出侧可设定的电压范围。 针对设定电压具有余量(考虑损耗部分） 通常无法设定成比内部基准电压低的电压。 输出电流 可输出电流。依赖输出段开关式晶体管的能力和热。 有余量（降额） 也考虑瞬态电流 连续输出电流和开关电流的区别 开关频率 开关的频率。PWM时为已设定的固定频率。PFM频率则随条件而变动。 效率和尺寸的权衡 考虑开关噪声、高谐波对使用电路的影响 工作温度范围 可工作的温度范围。规定周围温度或接合部温度。 考虑应用领域的要求（民生、车载等） 热相关考察非常重要 Ta＋自发热不得超过Tj max。 重要特性－电源特性 针对开关稳压器的基础，继前项的“IC的规格”之后，在这里进一步说明，开关稳压器的重要特性，“电源”的重要特性。 如前所述，目前开关稳压器的设计几乎依赖所使用的电源IC。因此，满足电源的必要规格，选择IC是一大前提。因此，应探讨IC和电源规格间的如果可能需要进行的一些权衡。 例如，电源方面，如果必须过电流保护功能，则选择IC时除了过电流保护外，也有可能兼具过电压保护或过热保护。IC视而定，可以选择将有些功能设为无效，不过大多无法选择。此时，如果没有特别不便的话，增加其功能的变更电源规格或许是不错的选择。相反，虽然也可以不选过电流保护IC，而通过外置电路搭载过电流保护功能的方法，不过考虑到电路设计、增加分品、验证工作等，时间、成本、安装空间的缺点极有可能较多。如果没有功能或成本増加等问题的话，优点高作为电源容许权衡。 针对电源的重要特性，有最低限理解后应探讨如下所示特性。 线性调节 线性调节是指针对输入DC电压的变动的输出电压的变动。以%或输入范围的已决定具体变动值例如12mV等表示。线性调节在电源IC中，特别是线性稳压器中，都存在同名的规格值。意义完全相同。输入范围条件，是指电源的输入以设想电压为基础上设定的，线性调节毕竟是连续输入电压的变动，这意味与非瞬态变动有关的特性。 近年的IC线性调节非常优秀，但电路并非完全依赖IC的性能，探讨使输入电压充分稳定的输入电容器也很必要。 负载调节 负载调节是指针对负载电流的变动的输出电压的变动。与线性调节同样，以%或负载变动间已决定的变动值表示。与线性调节同样，IC本身有此规格，作为电源时，必须着眼于输出配线的电阻成分、电源出口和负载入口电压下降的不同。在电源输出的出口方面，当负载电流变动时会产生依赖于电源电路本身负载调整率的变动，而在负载的入口方面线路阻抗成分的电压下降会被增加，需要大电流的负载电源引脚电压会意外降低等案例不在少数，必须注意。对此，“开关稳压器的评估”项有详细说明。 作为负载的变动之一，瞬态的变动与线性调节同，负载调节是针对非瞬态现象的特性。对于负载瞬态，须另外以负载瞬态响应的特性来思考。 效率 效率是定义为针对输入功率的输出功率的比率（%）。简单来说，就是测量由输入引入的功率（电流×电压）和取自于输出的功率所得到的值。效率的重要性无庸置疑，而抑制损耗则攸关发热的降低。发热不仅会限制取得的输出功率，也需要空间或设备来散热，最后还会变成使电源电路或附加电路可靠度降低的要素，是重量级的探讨事项。 输入/输出纹波电压 纹波电压是指脉流，发生于输入和输出两侧。输出纹波是指开关稳压器上因着开关而存在的纹波电压。有时也会以开关噪声来表示，不过开关噪声似乎大多包含高谐波或峰波等。 就纹波特性而言，有脉高的纹波电压值和频率探讨事项。对于FPGA等使用1V以下的低电源电压设备，有案例显示无法满足纹波电压所要求的电源电压精度。此外，包括高谐波或峰波在内也是让系统S/N低下的原因。 输出纹波可能因输出滤波器减低，不过频率如PFM般变动时则有时更有探讨的必要。 输入纹波是指开关晶体管因着开关大电流输入产生的纹波电压。电路布局设计必须注意，有时电流的开关（开/关）和输入的寄生电感值产生峰波。坦白说，输入电容器极需要连接于IC输入引脚旁边等方法排除寄生电感值。 负载瞬态响应 负载瞬态响应特性是指输出负载电流急剧变动时，输出电压返回设定值前的响应速度。除了考虑输出电容值（电容器）或ESR（等效串联电阻）外，IC本身的响应性能也是重要的因素。电流模式的电源IC可通过相位特性的调整来优化。此外，迟滞（纹波）控制也是负载瞬态响应特性非常好的方式。 容许损耗 电源电路所使用的元件（IC或晶体管等）直接的容许损耗。Tjmax（接合部温度的最大额定）和封装的热电阻计算容许的损耗功率，功率元件（开关晶体管）、内置型的话则算IC的容许损耗。如果从电路来看，近年来功率组件由于大多于基板进行表贴，利用基板作为散热板（当然，大功率电路的话会个别设定散热板），因此焊盘图形布局也有极大关系。总之，散热和容许损耗都必须探讨，确实进行热计算非常重要。 要点总结如下表。 作为电源的重要特性和意义 要点 线性调节 针对输入DC电压的变动的输出电压的变动。以%或输入范围的已决定具体变动值表示。 在输入电压的设想变动范围取得稳定输出 瞬态输入变动另外考虑。 负载调节 针对负载电流变动的输出电压变动。以%或负载变动范围的已决定变动值表示。 可维持必要输出电压精度的负载供给能力 配线的电阻成分带来电源出口和负载入口的电压的不同，特别是要注意大电流负载 效率 针对输入功率的输出功率的比率（%）。 抑制损耗则攸关发热的降低。 发热除了会限制可取得的输出功率外，也需要散热或冷却的空间或设备，最后还会变成让电源电路或附加电路可靠度降低的主因 输入/输出纹波电压 脉流发生于输入和输出两侧。 输出纹波起因于开关的纹波电压。 输出电压精度包含纹波 要注意输入的寄生电感值带来的峰波 负载瞬态响应 输出负载电流急剧变动时，输出电压返回设定值前的响应速度。 输出负载电流急剧变动时，有别于负载调节，会产生短时间的输出变动。 可支持采用响应好的电流模式或迟滞（纹波）控制电源IC 容许损耗 根据封装的热电阻计算容许损耗功率。 必须进行功率设备的热计算 布局设计对散热很重要 Ta＋自发热不得超过Tj max的原则。 来源：techclass.rohm

现在市面上可以看到很多0V～30V或60V可调直流输出范围的电源，但高于60V的电源则很少。本设计实例可提供这样一个解决方案。 现在有很多固定电压开关模式电源(SMPS)，将几个这样的电源串联起来还可实现更高的固定电压。为了从SMPS或基于传统变压器的电源获得可调输出，需要用到线性调节器或开关模式降压转换器。对于降压转换器，可使用MOSFET或IGBT作为开关元件。 通常，高侧开关会使用自举IC或脉冲变压器。市场上很少有驱动MOSFET的光电耦合器。由于它们无法提供足够的电流来对栅极电容快速充电，这些光电耦合器主要用于驱动低频MOSFET开关，例如固态继电器。 这里尝试在开关稳压器中使用了光电耦合器(VOM1271)，该耦合器具有一个内置的快速关断器件。如果将200pF栅极电容连接至IC2，则开关时间(t on 与t off )分别为53μs和24μs。有鉴于此，降压转换器选择了2kHz的开关频率。此处选用了德州仪器(TI)的TL494(IC1)作为脉冲调制控制器。 考虑到栅极阈值电压(V GS(th) )、总栅极电荷(Q g )、漏源电压(V DS )及漏极电流(I D )等因素，本例使用了AOT7S60 MOSFET作为开关元件。由于VOM1271能够提供约8.4V的电压，V GS(th) 应远低于该值；Q1的V GS(th) 为3.9V，当电压为8.4V时，可实现良好的导通性能。IC2无法提供更多电流(通常为45μA)。为确保开关速度并降低开关损耗，栅极电荷应保持低值。MOSFET的Q g 为8.2nC。 在根据图1所示进行整流和滤波后，采用降压线路变压器输出测试降压转换器。输出电压通过可变电阻器R1在5V～70V范围内连续可调。 图1：高压降压转换器原理图 （点击查看大图） 图2：给出了70V输出及230Ω负载下的栅源电压波形及IC1输出波形。 图2 给出了70V输出及230Ω负载下的栅源电压波形及IC1输出波形。 可以看到，尽管t off 足够快，但t on 仍约为80μs。对于许多开关应用来说，这个开启过程是较慢的。若将开关频率设置为2kHz，应该不会导致太多开关损耗，对于PWM占空比较大的负载条件来说更是如此。 尽管L 1 的值小于输入电压范围的计算值， 但当负载为80Ω～230Ω时，纹波可达80mV～120mV P-P 。当输出电压为70V且负载为230Ω时，纹波为80mV P-P 。相同工作条件下，电压调整率为0.75%。尽管效率随工作条件而变化，但在V OUT =70V及I OUT =0.3A时，测得的效率为92%。随着输出电流的减小，效率也会降低。 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载

　开关模式电源用于将一个电压转换为另一个电压。这种电源的效率通常很高，因此，在许多应用中，它取代了线性稳压器。 　　开关频率与开关转换 　　开关模式电源以一定的开关频率工作。开关频率既可以是固定的（例如在PWM型控制中），也可以根据某些因素而变化（例如在PFM或迟滞型控制中）。无论何种情况，开关模式电源的工作原理，都在于它有一定的开启时间Ton和一定的关闭时间Toff.图1显示了一个50%占空比的典型开关周期。这意味着，在完整周期T的50%时间里，转换器中有某一电流；在另外50%时间里，转换器中有不同的电流。 　当我们考虑系统噪声时，实际的开关频率（换言之，周期长度T）并不是很重要。如果它在系统的敏感信号频率范围内，开关频率或其谐波可能会影响系统。但一般而言，开关频率并不是影响系统的最大因素。 　　在开关模式电源中，真正重要的是开关转换的速度。在图1的下半部分，我们可以看到开关转换在时间标度上的放大图。在周期T为2us的时间标度上，对于500kHz PWM开关频率，转换看起来像是一条垂直线，如图1的上半部分所示。但放大后，如图1的下半部分所示，我们可以看到，开关转换通常需要30到90ns的时间。 　　为什么良好的PCB布局布线非常重要？ 　　每2.5cm PCB走线具有大约20nH的走线电感。确切的电感值取决于走线的厚度、宽度和几何形状，但根据经验，一般取20nH/2.5cm切实可行。假设一个降压稳压器提供5A的输出电流，我们将会看到电流从0A切换到5A.当开关电流很大且开关转换时间很短时，我们可以利用下面的公式，计算微小的走线电感会产生多大的电压偏移： 　　由此可见，仅仅2.5cm的走线电感就能产生相当大的电压偏移。这种偏移甚至常常导致开关模式电源完全失效。将输入电容放在离开关稳压器输入引脚几厘米的地方，通常就会导致开关电源不能工作。在布局布线不当的电路板上，如果开关电源仍能工作，它将产生非常大的电磁干扰（EMI）。 　　在上面的公式中，我们唯一能改变的参数是走线电感。我们可以使走线尽可能短，从而降低走线电感。较厚的铜线也有助于降低电感。由于负载所需的功率固定，因此我们无法改变电流参数。对于转换时间而言，我们可以改变，但一般不想改变。减慢转换时间可以降低产生的电压偏移，从而降低EMI,但是开关损耗却会提高，我们将不得不以较低的开关频率并利用昂贵而庞大的电源器件工作。 　　找到交流电流走线 　　在开关模式电源的PCB布局布线中，最重要的准则是以某种方式使交流走线尽可能短。如果能认真遵守这一准则，良好的电路板布局布线可以说已经成功了80%.为了找到这些在很短的时间（转换时间）内将电流从"满电流"变为"无电流"的交流走线，我们将原理图绘制了三次。如图2所示，它是一个简单的降压型开关模式电源。在顶部的原理图中，我们用虚线画出了开启时间内电流的流动。在中间的原理图中，我们用虚线画出了关闭时间内电流的流动。底部的原理图特别值得注意。这里，我们画出了电流从开启时间变为关闭时间的所有走线。 　　图2底部原理图中的这些走线是交流走线，必须使其尽可能短，以降低寄生电感。 通过这种方法，我们可以轻松找到任何开关模式电源拓扑结构的交流电流走线。 　　在评估现有的电路板布局布线时，一个好的办法是将其打印在纸上，并放上一张透明的塑料板，然后用不同颜色的笔，画出开启时间和关闭时间内的电流流向及相应的交流走线。虽然我们倾向于认为，能够在头脑中完成这一相对简单的工作，但在思维过程中，我们常常会犯一些小错误，因此，强烈建议在纸上绘出走线。 《电子设计技术》网站版权所有，谢绝转载 　　实现良好的PCB布局布线 　　图2显示了降压稳压器的交流走线。必须注意，某些接地走线也是交流走线，同样需要保持尽可能短。此外，对于这些交流电流路径，建议不要使用任何过孔，因为过孔的电感也相当高。对于这一规则，仅有非常少的例外情况。如果交流路径不使用过孔，将实际导致比过孔本身更大的走线电感，那么建议使用过孔。多个过孔并联优于仅使用单个过孔。 　　图3所示为采用ADI公司ADP2300降压稳压器的电路板的布局布线示例。我们检查一下，图中的交流走线是否是按绝对最短的路径布设。图2用字母A、B、C表示了交流电流连接。 　图3中的连接A是按照尽可能短的路径布设，因为C2的高侧连接能够以最短的走线连接到开关MOSFET（ADP2300的引脚5,即Vin引脚）。 　　连接B是引脚6（SW引脚）与二极管D1的阴极侧之间的走线。在图3中，我们同样看到该走线尽可能短，以降低走线电感。 　　连接C是二极管D1的阳极与C2的接地连接之间的走线。这两个器件的焊盘彼此相邻，具有最低的走线电感。此外，这也有利于该交流电流不经过安静的接地层。接地层应仅用作基准电压，最好没有电流（特别是没有交流电流）流过接地层。C2旁边的过孔将PCB顶层的接地区域连接到底层的地，但没有交流电流流经这些过孔。 　　电感的特殊考虑 　　在EMI方面，我们也必须考虑电感。实际器件并不像许多人认为的那样对称。电感有一个磁芯，磁芯周围绕着电线。绕组总有一个起始端和一个结束端。起始端连接到电感的内绕组，结束端从电感的外绕组接出。图4所示为典型的鼓式电感的示意图。绕组的起始端通常在器件上标有一个圆点。将起始端连接到高噪声开关节点，将结束端连接到安静的电压非常重要。对于降压稳压器，安静的电压就是输出电压。这样，外绕组上的固定电压，可以在电气上屏蔽内绕组上的交流开关节点电压，从而电源的EMI将会较低。 图4:电感的绕组起始端和结束端 　顺便提一下，所谓的屏蔽电感也是如此。具有一定磁导率的屏蔽电感的外部，确实使用了某种屏蔽材料，该材料会收紧封装侧的大部分磁力线。然而，这种材料只能抑制磁场，而不能抑制电场。外绕组上的交流电压主要是电气或容性耦合引起的问题，屏蔽电感的屏蔽材料没有抑制此类耦合。因此，屏蔽电感也应放在电路板上，以便将高噪声开关节点连接到绕组起始端，从而将EMI降到最低。 　　开关模式电源良好电路板布局布线的基础 　　工程课程一般不会教授如何实现良好的电路板布局布线。高频RF类课程会研究走线阻抗的重要性，但需要自行构建系统电源的工程师，通常不会将电源视为高频系统，而忽视了电路板布局布线的重要性。电路板布局布线不当引起的大多数问题，都可以归结为未控制交流电流走线尽可能短并且紧凑。了解本文所述电路板布局布线准则背后的理由并严格遵守，将能够把开关模式电源的任何PCB相关问题降到最小。 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载