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记录下PET探测器的知识点。 所谓探测器，即探测出核医学里的核辐射。人体代谢等反应发生的湮没产生了伽马光子，该伽马光子的能量很强，当前很难直接探测（尽管还存在直接探测的探测器）。所以，更多的时候是间接探测。 所谓间接探测，就是首先将上述强能量伽马光子进行转换，这个转换由晶体完成。比较著名的晶体主要有 BGO 和 LYSO 晶体。晶体将高能量的伽马光子转换为低能量的光子，然后经由光电倍增器将此低能光子进行二次转换为电信号。后续就是传统的电信号处理了。 所以间接探测器分两层：晶体和光电倍增器。 光电倍增器分为 PMT （光电倍增管）和 SiPM （硅光电倍增管，也称为 MPPC ， multi-pixel photon counter，即多像素光子计数器 ）。 锗酸铋（ BGO ）最初是正电子发射断层扫描（ PET ）探测器形成阶段的主要闪烁体，以其优异的衰减性能而闻名。它的广泛使用突显了它在早期 PET 系统中的重要性。随着 2000 年代该领域的发展， PET 闪烁体的格局在基于镥的闪烁体出现后发生了实质性的转变，包括原硅酸镥（ LSO ）和原硅酸镱钇（ LYSO ）。鉴于其优越的光产额和较短的衰变时间，这些 LSO 和 LYSO 闪烁体逐渐取代了 BGO 。 随着 PET 探测器的发展，人们对提高重建 PET 图像的信噪比（ SNR ）越来越感兴趣。通过信号测量技术的改进，通过复杂的方法测量亚纳秒范围内两个背对背 511keV 光子之间的到达时间差，实现了这一目标。这些发展导致了飞行时间（ TOF ） PET 的出现，基于镥的闪烁体因其卓越的计时性能而在大多数商业 TOF PET 系统中占据主导地位。然而，与 BGO 相比，这些材料的成本更高，不可避免地增加了与 PET 系统开发相关的总体费用。 最近对 BGO 的研究表明，当 511keV 的光子与 BGO 像素相互作用时，在闪烁光子发射之前，大约会产生 17 个切伦科夫光子，此外 BGO 成本只有传统 TOF-PET 闪烁体的三分之一。与闪烁光子相比，这些切伦科夫光子主要在蓝色 /UV 范围内（ UV ， Ultraviolet 紫外？）。硅光电倍增管（ SiPM ）的光子探测效率（ PDE ）的显著提高，特别是在蓝 / 紫外范围内，使得在 BGO 中成功测量到这些少数瞬时切伦科夫光子成为可能。值得注意的是，利用闪烁光子进行能量测量和利用切伦科夫光子进行定时测量，将符合定时分辨率（ CTR ）大大提高到小于 500ps 。这些改进的 CTR 为使用经济高效的 BGO 而不是更昂贵的 LYSO 或 LSO 材料开发 TOF PET 探测器开辟了可能性。 然而，用于 TOF PET 应用的传统集成 DAQ 数字化仪系统已经被广泛开发和优化，可以仅从 LYSO 和 LSO 等闪烁体产生的大量闪烁光子中同时获取能量和定时信息。这些系统专注于处理大量闪烁光子，使其不太适合新兴的基于 BGO 的 TOF PET 系统，这些系统需要独立的闪烁能量测量路径和少量切伦科夫光子的精确定时测量路径，这会产生明显较弱的信号。为了解决这些局限性，需要进行额外的项研究，并开发出一种创新的方法，使得独立使用切伦科夫光子进行计时测量，使用闪烁光子进行能量测量成为可能。

概述 说明（三）探讨的是比较器一般带有滞回（Hysteresis）功能，为了解决输入信号转换速率不够的问题。前文还提到，即便使能滞回（Hysteresis）功能，还是无法解决SiPM读出测试系统需要解决的问题。本文在说明（三）的基础上，继续探讨为SiPM读出测试系统寻求合适的模拟脉冲检出方案。 前四代SiPM使用的高速比较器指标缺陷 由于前端模拟信号属于典型的指数脉冲，所以下降沿转换速率（Slew Rate）过慢，导致比较器检出出现不必要的问题。尽管比较器可以使能滞回（Hysteresis）模块功能，解决下降沿检出问题，但是使能滞回（Hysteresis）后，无法确保比较器参考阈值电平设置到足够低的水平，这样导致测试系统无法获取足够好的CTR结果。 而导致上述参考阈值电压设置问题的原因，就是MAX9601EUP器件的迟滞范围过大。借着说明（三）中的迟滞示意图，如图1，图中中间“滞回带”（实际应用中需要尽可能减小“滞回带”），对于MAX9601EUP来说最小只能配置到5mV左右。 图1：迟滞工作原理示意图 如图2所示，MAX9601EUP器件手册给出了该器件其迟滞参数可配置的范围，大致是从60mV到5mV左右。也就是为何在说明（三）中给出了，实际测试的时候，在开通迟滞功能后，比较器的参考阈值电压，最小只能设置到7mV，在6mV的时候，比较器输出就会丢失所有输入脉冲信号。所以，开通迟滞虽然可以解决让人头疼的比较器输出下降沿“台阶”和震荡问题，但是却带来另外的问题，即参考阈值电平设置受到了迟滞范围的影响。 图2：迟滞参数配置范围 除了上述指标缺陷外，在选择比较器的时候，还有一个容易忽视的指标，即输入偏移电压指标（input offset voltage）。MAX9601EUP的该指标在稳定室温情况下，最差是正负5mV，而在完整的工作温度范围内，该指标最差值是正负9mV。所以该指标也是导致系统CTR测量结果不理想原因。 总结 所以SiPM读出测试系统第四次迭代的结果，对于时间之路的研究并未得到理想的结果，需要更进一步迭代。需要选择更佳合适的比较器来替换当前使用的MAX9601EUP，目标选择的主要指标要求除了最初选择MAX9601EUP的要求外，着重关注滞回（Hysteresis）功能和输入偏移电压指标。比如，Hysteresis参数可以设置低至1mV左右，输入偏移电压最大值不超过1mV等。 参考 Development of Multi-Channel Fast SiPM Readout Electronics for Clinical TOF PET Detector MAXIM, Dual ECL and Dual/Quad PECL, 500ps, Ultra-High-Speed Comparators

幽灵般的人体成像技术——PET - 知乎

概述 继续说明（二）探讨的比较器使用问题，然后延展到高速比较器选型问题。第四次迭代已经修正了比较器与后级或门器件的互联端接问题，然而比较器输出仍然在较低参考阈值电压设置时出现了问题。本文主要探索该问题出现的原因，及找寻解决此问题的方法。 高速比较器与后级互联端接修正后的信号测量结果 前文说明（二）中提到了在较低参考阈值电压设置的时候，比较器输出出现了异常。经过研读MAX9601EUP技术手册，发现之前所谓的“台阶”问题，在手册中也有提到。即所有高速比较器有一个“通病”，当输入脉冲经过参考阈值区域时，这类器件的高增益带宽积（GBW）容易产生震荡问题。这通常是由于寄生路径导致的正反馈，从而产生的该问题。所以，为了使得MAX9601EUP输出无震荡或无台阶（器件手册称为“Step”）的干净信号，就要求输入脉冲信号的转换速率（Slew Rate）不低于5V/µs。当然，为了适应较低转换速率的输入脉冲信号，MAX9601EUP可以提供迟滞功能模块（Hysteresis）。如图1所示，在使能了比较器的迟滞功能后，比较器的输出以及后续电路节点可以测量得到干净的脉冲信号，可以看到脉冲下降沿的确“无震荡”、“无台阶”了。 图1：使能迟滞功能后，比较器输出及后续电路节点信号质量 打开迟滞功能后，虽然解决了比较器输出脉冲质量问题，但是对于系统测试来说并不够。因为，打开迟滞后，参考阈值电压最低只能设置到7mV，如图2所示，参考阈值设置到6mV时，比较器输出失去了脉冲信号。 图2：打开迟滞功能模块，参考阈值电压设置到6mV时比较器输出失去了脉冲信号 迟滞（Hysteresis）功能介绍 所谓Hysteresis其实通俗点讲，就是允许比较器有个判决的冗余空间。如果输入模拟信号是矩形方波的话，是不需要这个功能的，如图1和图2中的黄色脉冲信号，是一个典型的指数脉冲。其上升沿爬升迅速，而下降沿下降缓慢，所以上升沿判决“果断”，而下降沿判决的时候就需要冗余“迟滞”来增强判决的正确性，从而得到正确的结果。也即是说，此脉冲上升沿的slew rate足够快，而下降沿的slew rate则不够迅速，需要“开通”Hysteresis功能，才能形成正确的下降沿。 所谓的迟滞就是指输入滞回，举个例子，假如在2.5V下检测到从低到高的转变，100mV的滞后意味着在2.55V时检测到低到高的转变，在2.45V时检测出高到低的转变，相差100mV。也即最终判决就滞后100mV（这里需要注意的是，这里的上下各50mV，不同厂家对此定义有差别，有些定义Hysteresis为整个范围，有些定义是半个范围，需要具体对待）。 图3：噪声对比较器输出的影响 图3显示的是输入脉冲信号上的噪声对于比较器输出的影响，图1和图2实测的输入信号，这类噪声主要出现在脉冲的下降沿。 诚如上述例子，当噪声出现，也即信号有可能在2.5V附近多次穿过参考阈值电压，所以看到图3中输出信号出现了“震荡”。打开滞回（Hysteresis）功能，就可以防止出现多次判决上下穿越参考阈值电压的情况。 那么滞回（Hysteresis）到底是个什么工作原理，为了说明，图4给出了滞回（Hysteresis）示意图。100mV滞后意味着低于100mV的噪声水平不会影响阈值通过。应用哪个阈值取决于你是从低到高（应用的是较高的阈值，类似使用“上限”）还是从高到低（应用的是较低的阈值，类似使用“下限”）。其实还是如前述，在设置的参考阈值电压上下应用迟滞，这个迟滞范围就是100mV。对于MAX9601EUP来说是可以通过外围电路进行设置选择迟滞电平的大小。 图4：滞回工作原理演示示意图 附 图：未开通迟滞功能时，比较器的输出 参考 Development of Multi-Channel Fast SiPM Readout Electronics for Clinical TOF PET Detector MAXIM, Dual ECL and Dual/Quad PECL, 500ps, Ultra-High-Speed Comparators

概述 SiPM读出测试系统目前已经迭代到了第四和第五代，未来还会向第六代、第七代演进。四代与五代迭代目的是为了选择合适的比较器，原型验证不比AISC设计，只能从当前市场上寻找并选择合适的比较器，然而，当前市面上适合使用的高速比较器产品较少。 比较器的选型，后面再讨论，本文开始初步说明比较器检测脉冲的即便原理，即基于前一篇《四代SiPM读出系统规划及基于SiPM的PET概览》有关时间涨落起伏说起。 高速比较器工作原理简述 高速比较器工作原理基于差分放大器与输出级组合，通过输入信号与参考电压的比较来控制输出信号的状态。差分放大器是电压比较器的核心部分，它由一个差动放大电路构成。差分放大器有两个输入端口（正输入端口和负输入端口），分别输入两个待比较的电压信号VIN+和VIN-。 而对于SiPM读出测试系统，比较器用于模拟脉冲的快速检出。所以模拟信号被引入到比较器的正输入端口，而参考电压则引入比较器的负输入端口（如果是检测负极性脉冲，也可以反过来连接）。图1中虚线展示的是参考阈值（从比较器负输入端口接入），而实线三角脉冲（从比较器正输入端口接入）则演示了待测模拟脉冲。实际测试的时候，由于可能需要依据情况调整参考电压，所以参考阈值一般由高精度DAC控制。 模拟脉冲检出后，比较器输出级会产生并输出标准的矩形方波，该标准的矩形方波可以方便后续TDC对其上升沿到达时间的测量。 图1：比较器工作原理演示 SiPM(MPPC)对光信号的探测 如图2所示，SiPM可以对多个光子同时检测输出单一的电信号。所以比较器处理的输入模拟脉冲来自于多个光子源，也即信号内部可以看出多个光子元素合并而成的单个模拟脉冲，如图3所示，展示了不同光子数电荷经过转换后对应的能量或幅度值。滨松对此有了详细解释，SiPM（MPPC）由多个工作在盖革模式的APD串联淬灭电阻组成。首先，APD（Avalanche Photo Diode，雪崩光电二极管）是一种具有高速度、高灵敏度的光电二极管，当加有一定的反向偏压后，它就能对光电流进行雪崩放大。光生载流子通过倍增就会产生一个大的光脉冲，而通过对这个脉冲的检测，就可以检测到单光子。将盖革模式下的APD上连接一个淬灭电阻作为1个像素，就构成了MPPC的基本单元，而它输出的总和也构成了MPPC的输出，后则根据该输出进行光子计数或者信号强度的测量。 图2：SPPC与MPPC的差异 图3：MPPC输出信号（pe这里滨松给出的解释是“光子等效”） 实际测量的时候参考阈值的设置对于脉冲检出来说并无特殊要求，但是为了获得最佳的CRT（Coincidence Resolving Time）（也称为CTR，Coincidence Time Resolution），如图1展示的，需要将参考阈值设置的越低越好。图3为滨松公司测量得到不同光子数量，SiPM测量输出的脉冲信号，而图4则为SST实际SiPM读出测试系统比较器实际检测输入并给出输出方波。 SST已经在三代SiPM读出测试系统中开展了符合测试，表1结果则是在六代读出系统测量并记录的结果。表1第一列是不同的参考阈值设定值，第二列是不同参考阈值对应的CTR测量结果代码。测试条件SiPM的偏置电压是42.46V，测量结果代码由TDC直接给出的时间戳在离线统计两个读出测试板的时间差的FWHM得来。TDC的平均LSB为7.8ps，所以表1中最佳CTR值为298ps。 表1：不同参考阈值下测量得到的CTR码 参考阈值设置 Vbias=42.46V, VBE=1.6V 20mV 89 10mV 63 4mV 45.37 2mV 39.48 1.8mV 39.259 1.5mV 39.0222 1.2mV 38.252 0.9mV 64.88 从表1的结果，可以明显看出，阈值越低，CRT的结果越好，在1.2mV的时候获得了最优结果。继续降低阈值到0.9mV测量结果急剧变差，这是由于阈值水平已经触及到了待测信号的噪声基线，特别是SiPM的暗脉冲此时被大量检出。 图4：实测比较器的输出与输入信号 参考 Development of Multi-Channel Fast SiPM Readout Electronics for Clinical TOF PET Detector MAXIM, Dual ECL and Dual/Quad PECL, 500ps, Ultra-High-Speed Comparators