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做 PCB 的，经常会遇到设计规则中等长、阻抗匹配的事情。还有传输线理论，提到信号反射等等问题。基本上会弄得一头雾水。 如果是做单片机的，根本不需要考虑这些问题。原理图上画的线，只要能连上就好。不会有什么问题。 如果设计中信号频率达到几百 M 上 GHz ，则需要考虑将信号线布线的电气参数影响因素考虑进去。电路板上的连线电气特性有三要素：电阻、电感、和电容。通常连线上的电阻对信号影响很小，可以不考虑进去。如果保持线路一致性，则信号线可以简化为多级电感电容级连的形式。需要注意的是，信号源的内阻不可能为 0 。信号源通过线路到达接收方的电路可以模拟如图：其中 R1 为信号源输出阻抗， R2 为接收端输入阻抗。 线路中电感量 L 为 2.5nH ，电容量 C 为 1pF ， L/C 的平方根为 50 。 每个 L C 级的输出，可以视为下一 LC 级的输入。同样可以列出微分方程。这样可以形成一个一阶微分方程组。求解这个方程组，可以得到最后一级的输出与输入信号之间的对应关系。 也可以通过仿真，可以得到如下结果。 图中标记有 20 50 80 100 是改变 R1 （信号源输出阻抗）的阻值，得到 R2 （接收端）电压变化。 接收端信号与信号源相比， 1 、有延迟。信号源输出电阻越小，输出延迟越小。 2 、有过冲或下陷，信号源输出电阻越小，则过冲越大。当 R 等于 L/C 的平方根时。信号源上升沿与接收端的电压时间上一致。 如果将负载的输入阻抗 改为 50 Ω。 输出信号也能很好的跟踪信号源，但信号幅度会按比例变小。 从上面这些仿真（计算）结果，可以推测出高速布线的一些规则背后的理论支持。 1、 等长布线规则 信号在线路上传输都会有延迟，延迟的数据跟线长（ LC 级数）有关，同步设计中，需要让时钟线与数据线的延迟一致，使数据传送或采样时处于最有利的时刻。 2、 阻抗布线规则 需要让布线的 L/C 达到一个确定的数值。让线路有准确的时间特性。 3、 源端匹配规则 需要让信号源的输出阻抗等于线路的特征阻抗（特征阻抗指的是 L/C 的均方根，具有电阻的量纲，但并不是电阻），这样输出的信号具有与信号源接近相同的时间特性。例如： SDRAM 上驱动信号（时钟，数据线，地址线等）的输出阻抗 20 Ω左右，在线路板源端串 20~30 Ω的电阻，将信号源的输出阻抗调整为接近 50 Ω，达到匹配。 4、 终端匹配规则 也可以使用终端匹配，只是会增加功耗，并且得到的信号幅度会降低。 另外，线路板上的 L C 取决于线路板材质，其中材质的介电常数最为关键，磁导率通常不会有影响。 在通常的解释中，当阻抗不匹配时，会产生信号反射。基于能量守衡的基本原则，源端的能量如果不能完全被终端接收，则能量多余的部会反射回源端。 ( 待续 )

微带线，对于做微博和射频的同仁是最熟悉不过的。这里也就不介绍原理性的知识，毕竟很多专业书籍和教材已经讲解很多。还是我写东西的一贯特点，举例子。 用微带线的分布参数代替集总参数的LC可以说是射频电路里最常见的一种方式。毕竟有类似ADS这种微波电路仿真软件，什么事情都会变得很简单。而且现在PCB的加工精度也很高，对于电容电感这种在低频段精度都很低的器件来说，能用一段导线、GND、基板（虽然这种描述不是那么严谨）来代替LC，想想都是很划算的。当然Q值不高也是微带线的缺点，鱼和熊掌不可兼得，要什么自行车啊。 陷波器，又称带阻滤波器，就是把一段频率信号滤除掉不让它通过。一般会用LC串联接地的方式来实现。如图 这里说明一下，用1nH和1.3pF电容组成一个4.4GHz的陷波器（为什么是这个频率，后面会说明），具体计算大家可以随便找个网页工具，不再说明。图中R1和R4为0欧，这是因为Multisim（支持正版，盗版必究）的网络分析仪内部集成了50欧电阻，加两个0欧电阻就是为了方便看S11和S21等S参数，要不然P1和P2都接到一起去了，也看不清电路结构。在图中可以看到在4GHz和5GHz之间的S21为-32dB的最低点（注意这个值）。 下面就用微带线来代替L1和C1。那用什么微带线呢，这里用Multisim的自带的MicroStrip来仿真。当然最理想的是用ADS或者HFSS来仿真。但这里只是为了说明，并不是为教学，也为了省点时间，毕竟还有本职工作，不停的加班是吧。等有时间了再跟大家聊聊射频仿真的软件。 在射频电路里，利用微带线的分布参数，用一段开路的1/4波长的微带线可以代替陷波器。如图 在3GHz左右的地方，Smith图上可以看到这段微带线是与50欧匹配的。注意电路图的微带线是开路的，没有接地，这一定要注意。仿真的效果如图 图中4GHz与5GHz中间地方有-20dB（也注意这个值）的衰减，缩小比例看，谐振点也差不多在4.4GHz，与上面LC组成的谐振电路大体是一样的。只不过由于微带线的Q值不如理想情况下的LC，导致衰减差了一些，但对于实际应用这-20dB已经是很理想了，毕竟实际的LC在射频电路里，自身的谐振比导线可复杂的多。那怕是村田、TDK这种大厂家的电容电感也只有500MHz的曲线，其他的频率，你们自己看着办吧。 看着图中还有两处谐振点（其实还有更多），那是因为对于1/4波长来说，3/4波长，5/4波长也对应不同频率产生谐振。这也是微带线的特点之一，它很不专一，渣男。 如果仔细计算，按照4.4GHz对应的1/4波长应该是1.67mm。从它的模型参数来看，该段微带线长2mm。这是因为模型里还有些L和C的参数，都会对仿真产生影响。再就是该波形其实也不完整，这就是为什么开篇要做S11的匹配实验。具体参数大家可以用ADS或者Si9000这些专业的微带线参数设置软件。这些就不仔细讨论了。毕竟在实际做PCB的时候，可以留出一段长度，不行了再割呗。对于射频工程师来说，刻刀和割线应该是最常用的工具，跟美工从业者似的。如果说你是做射频的还没有刻刀，不专业。 1/4波长的微带线是个神奇的东西，在射频电路里很常见，作为阻抗匹配的最佳拍档，哪都有它。多说一句，如果该电路将微带线接地，则成为在4.4GHz的一个带通电路。 接触射频电路是在一个难忘的清明节，老总问我是否想学天线，我就满口答应，后来就不能自拔。虽然天线跟射频还是有很多区别，但我想说那就是个引子，带我进入一个另外的世界。后来慢慢的学有限元仿真，各种射频电路仿真，到后来实际做天线和射频电路，到实际测试割线再测试，搭建测试环境等。一路辛苦的走来收益颇多。最开始为了仿真一个小小的微带天线，在实验室三天两夜没出屋，用三台电脑仿真了一个0dB增益的天线。现在看看结果是真可笑，完全拿不出手，但当时出来结果的瞬间，我感觉我打通了任督二脉，总算明白是怎么回事了。量变终究会带来质变，就看你量的多少，再就是需要一定时间内能完成多少量。 原创 非同类可代替器件1 原创 非同类可代替器件2 原创 非同类可代替器件3——微带线代替LC 原创 非同类可代替器件4—放大电容 原创 非同类可代替器件5—放大电感

好吧，春节过完，博客接着更新了。。。。 给大伙拜个晚年：祝大家新年快乐，步步为营，分别在不同的地方看到了两组图片挺有意思的，拿出来，分享博大家一乐。 每逢春节胖三斤 扯远了。。。重回正题，更新信号完整性方面的基础，年前手头的项目耽搁了。 有小伙伴看完之前的文章说，不够深入浅出，想了想，再写一篇，力图简单易懂的说明白反射是如何形成的。 要说明白反射，需要涉及前文提到过阻抗及匹配的概念，形象来说，如下图，如同拼图游戏一般，红色方块太大，或者太小都放不进空格中，会产生信号完整性问题；只有匹配上，才能正好放进去，没有反射。 具体的，前文说到了特性阻抗，我们熟知实际电路中最大功率传输定理是关于负载与电源相匹配时，负载能获得最大的功率。迁移到高速电路中，其表现是： 激励电路特性与传输线特性极大地影响了从一个装置传送到另一个装置信号的完整性。 具体来说，在高速电路中要想把信号能量从源端全部有效的传送到负载端，必须使传输线特征阻抗与信号的源端阻抗和负载阻抗匹配，否则信号会发生反射，导致信号波形的畸变等一系列问题。 之前，还有在网上读到其他大牛写的文章，对阻抗及反射的关系写得很形象易懂，大概是说，将电流类比于水流，而将水位的高度看作为电压，这跟我们初高中接触的物理知识是一致的。水流的速度看作是信号的频率，假设，河道中水的宽度为阻抗，那么河道宽阻抗必然越小，这应该很好理解，我们的走线也是一样， 走线越宽，阻抗越小 。 所以，对于河道，如果水流突然流进了窄道，水道变窄，那么阻抗会增大。这个时候，如果水流速度很快，也就是信号频率很高，那么试想是不是会溅起水花，如下图，这就是反射。而如果，河道由宽到窄，那么小沟中水位想想肯定是会抬高的（去过苏杭的运河游船的应该是很清楚这一点），说明这就产生了正反射，电压变高了。 反之，如果由河道进入了大江，江明显更宽，那么此时阻抗会变小，同时水位也会变低，此时就会产生负阻抗啦，叠加后电压就低了。 通过上面的类比，我们再看下面的就很 easy 了。 反射就是在传输线上的回波。信号功率 ( 电压和电流 ) 的一部分传输到线上并达到负载处，但是有一部分被反射了，如下图所示。源端与负载端阻抗不匹配会引起线上反射，负载将一部分电压反射回源端。如果负载阻抗小于源阻抗，反射电压为负，反之，如果负载阻抗大于源阻抗，反射电压为正。布线的几何形状、不正确的线端接、经过连接器的传输及电源平面的不连续等因素的变化均会导致此类反射。 好吧，形成的原因，大概就到此，感兴趣推导的公式的伙伴们可以推到一个3-5次反射的情况，理解就更深入了。