原创 模糊电路设计(八) 各种增幅电路（下）

接着要介绍其它型式增幅电路，具体内容如下所示:

?电流-电压转换电路。

?加减运算电路。

?T型归返电路。

以上三种增幅电路主要用途分别是:

.由于量测电流时经常会使用电流-电压转换电路，因此设计电流-电压转换电路时，必需设法避免该电路影响被测电路的特性。

.施加或是删减复数信号时，经常会使用加减运算电路。

.欲增加反转增幅电路的gain的情况，必需使用大阻抗电阻时，若有T型规返电路设计上会很方便。

定电流电路

量测电压时若未增加图1(a)量测电路的输入阻抗(impedance)，阻抗电流一旦流入电路就会产生误差，此外量测电流时则必需防止图1(b)量测电路的电压下降，也就是说电流量测的阻抗最好变成0Ω。
　

图1 输入阻抗与量测误差

检测电源线的电流

图2与图3的电路可以检测电源线的电流；OP增幅器则用NJM072B，检测Vcc rail的电流，NJM2904可以检测VEE rail的电流。图2(a)与图3(a)分别使用前篇介绍的定电流电路。由于电流检测阻抗Rs的电压下降动作，会与source阻抗R1的电压下降相同，因此输出电压Vout可用下式表示:

Vout=R2/R1xRsxIout---------------------------------------(1)

如果扩大检测gain R2/R1，R2会变大，因此检测Vout的电路阻抗(impedance)也必需加大。图2(b)与图3(b)的电路分别使用前篇介绍的差动增幅电路，图中的输出电压Vout可用上式(1) 表示，该电路的缺点如图中的说明，若使用单侧电源时，输出电压必需降至0V，此外差动增幅电路的输入阻抗，会造成误差电流流动，因此使用这种电路时，必需设法降低电流检测阻，抗避免影响被测电路。

图2 量测Vcc rail电流的电路

图3 量测 VEE rail电流的电路

电源电流检测电路的输出入特性

图4是量测图2与图3电路的结果，图中的直线性看似良好，不过该直线却与理想线平行移动。造成这种现象主要原因是OP增幅器的offset电压影响所致，因为最大检测电压为200mV，定格offset电压最大只有10mV，因此才会产生以上现象。为抑制偏差可以使用offset可调的OP增幅器，或是使用rail to rail OP增幅器。

　

图4 检测电源电流电路的结果

电流－电压转换电路的动作原理与设计重点

若使用图5(a)所示的反转增幅电路，输出电力Vout可因输入电流iin与归返阻抗R2的关系，利用下式进行电流－电压转换:

Vout=-iinxR2-----------------------------(2)

图5(a)就是充分利用上述特性，构成电流－电压转换电路，该电路的loop gain极大时，输入阻抗几乎是0Ω(virtual short)，成为所谓的理想测试电路。由于可检测的电流最大值，受限于OP增幅器的最大输出电流，因此若欲检测更大电流时，必需利用电晶体构成buffer。图中的CF可以补正输入端子与ground之间的浮游容量，换言之若未设置CF，电路会变得非常不稳定，除此之外设计pattern时，必需注意避免外部噪讯直接渗入输入端子内。

由于最小输入电流受限于OP增幅器的的输入偏压电流的影响，因此若欲大范围转换电流时，必需使用FET输入精度较高的OP增幅器。

　

图5 电流－电压转换电路

加减运算电路

基本电路

接着介绍加算电路与减算电路。图6的加算电路是由反转增幅器，与非反转增幅器追加设置输入阻抗的方式所构成。

基本上加减运算电路属于差动增幅电路，该电路的反转输入与非反转输入彼此的gain绝对值完全相同。

如图7(a)所示有复数个差动增幅电路输入时，输出电压Vout可用图中的公式求得。

图6 加算电路

实际加减运算电路

接着要试算设计加减运算电路时常用的定数，值得一提的是从试算过程中可以发现，许多定数事实上并无法达成。图7(b)的电路是由两个OP增幅器构成的电路，该电路的输出电压Vout可用图中的公式求得。图7(a)的电路同样是由OP增幅器所构成，唯一差异是noise gain，因此接着要试算图7(b)的noise gain，与图7(a)电路的实际差异值。反转输入的noise gain Gnoise-，与非反转输入的noise gain  Gnoise+分别如下所示:

根据以上两计算公式可知，noise gain会影响输出噪讯(noise)与直流offset，因此noise gain越小越好，一般而言noise gain最大值，以实验用的OP增幅器而言必需低于100倍，高精度OP增幅器则需低于100倍。

图7 加减算电路

T型归返电路

T型电路的优点

假设图8(a)反转增幅电路的输入阻抗很大的场合，若欲获得较大的电路gain时，归返阻抗R2会变得非常大，进而造成无法组装的窘境，这种情况就需改用图8(b)的T型归返电路，此时的gain 可用下式表示:



此外通常会假设定数R1=R11，并利用R12与R13决定gain，图中记载的定数是R1=1MΩ ，gain 100倍时的数据。虽然图8(b)增加两个电阻，不过相对于图8(a)的R2=100MΩ ，图8(a)的10.2k～1MΩ显然比较容易取得，同时更容易制作该电路。

图8 T型归返电路

噪讯gain会有增加的困扰

如图9(a)所示的T型电路，可利用Y－△（stat digital）转换成π型电路，假设π型电路适用于反转增幅电路的话，图9(b)的R22=100MΩ。由图可知该电路等于是将电阻R21与R23连接。此处为说明T型电路的问题点，因此将T型电路转换成π型电路。相较于图8(a)噪音gain Gnoise(s)，图8(b)的噪音gain Gnoise(T)可从等价电路图9(b)求得:

根据以上计算结果可知，T型电路的噪讯gain会增加2倍左右，因此设定定数时必需尽量加大电阻R21。

上述T型电路经常被应用于反转增幅电路，或是图5(b)的电流－电压转换电路(反转增幅电路的变形电路)，不过对可以独立设定输入阻抗，与归返电路阻抗的非反转增幅电路而言，由于会有噪音gain增加的问题，所以T型电路并不适合非反转增幅电路使用。
　

图9 T型归返的等价电路

可变电阻的使用方法

基本结构

特殊设计案例除外，如图10(a)所示的电路设有三个端子，因此分别作以下定义:

②号端子称为S(Slider)；顺时针方向旋转时与②号端子接触的端子，称为③号端子CW(Clock Wise)；逆时针方向旋转时与②号端子接触的端子，称为③号端子CCW(Counter Clock Wise)。

Rheostat与Potentiometer

可变电阻器依照外形结构，可分为付有旋钮随时可从面板(panel)调整的volume type，与直接装设于基板上，使用时才调整的半固定式可变电阻两种。

可变电阻依照使用方法，可分为如图10(b)所示，利用②～①将施加于③～①的电压当作分压取出，亦即所谓的Potentiometer(电压分压型)，以及如图10(c)所示，利用②～①之间的阻抗成份分成Rheostat，亦即所谓的Rheostat(电流控制型)两种。

电压分压型的 与 的相对精度若很稳定时，基本上可以忽视绝对精度，相形之下电压分压型的 绝对精度，则变成令人困扰的问题。

电流控制型通常是被当作short使用，即使②～③之间的Slider接触不良，阻抗亦能控制在最大 的阻抗值范围内，不至变成open状态。

直流电的场合，若将Slider与正极连接，一般认为比较不易造成吃电现象。由于①～③之间的阻抗误差值一般都在±20%(M)左右，即使卷线形Potentiometer也有±3%左右误差，因此使用Potentiometer必需注意可变范围。

图10 各种可变电阻

Carbon可变电阻的

虽然carbon可变电阻也有高单价多段旋转式的Potentiometer(电压分压型)，不过一般大多使用低价的carbon可变电阻。图11是carbon可变电阻的变化特性，由图可之相对于旋转角度，B curve的变化几乎是直线性，这意味着carbon可变电阻非常适合各种level的调整；相较之下A curve的变化则是呈逆对数(指数)关数性变化，因此比较适合应用于音量调整；C curve的变化呈对数关数性变化，所以可当作音质调整。最近几年出现的电子volume IC大多使用D－A converter，造成carbon可变电阻使用量遽减，可供选择的种类也变得非常少，一般认为未来carbon可变电阻，可能会被使用D－A converter的电子volume IC取代。

　

图11 carbon可变电阻的变化特性

基本选择手法

基本上选择可变电阻时，必需依照使用目的作判断，基于设定精度考量时，可以选择精密级Potentiometer(电压分压型)；只是单纯的偏差调整时，可以选择carbon可变电阻；欲获得中间设定精度时，建议使用绕线式与金属皮膜式可变电阻。

此外carbon可变电阻的阻抗值，会随着使用时数产生很大的变化，因此不可将carbon可变电阻当作Rheostat使用。半固定型电阻建议使用金属皮膜式，精密调整用途一般是使用一旋转type。必需注意的是半固定型电阻的旋转段数很少，经常需作调整的场合，可以改用可变电阻type。

Gain与Level的调整方法

Level的调整

非反转增幅器

图12是非反转增幅电路的Level的调整方法，基本上这种调整方法是假设图中的 是B curve的可变电阻，如此一来输出电压 的变化，会因可变电阻的旋转位置α(0≤α≤1) ，呈现如下式所示的直线性变化:



反转增幅器

图13(a)是反转增幅电路的Level的调整方法，由于反转增幅电路的输入阻抗(impedance)很低，输出电压Vout的变化，如下式所示呈非直线性变化:



图13(b)是理想状态(R1--->∞)与R=R1时，可变电阻的旋转位置与理想状态产生的误差ε，该误差ε 可用下式表示:

图13(c)是表示式中的R/R1，从0变成1时的最大误差，由于设计上必需赋予最大设定误差，因此可从图10决定可变电阻的阻抗值R和R1。

(a) 反转增幅电路的Level的调整方法



图12 非反转增幅电路的Level的调整方法

gain的调整

图14是非反转增幅电路的gain调整方法。图14(a)可变电阻的slider内无电流流动，因此不会受到接触阻抗的影响，不过可变电阻的slider与OP增幅器的反转输入连接，由于可变电阻的物理性大小比固定电阻大，所以实际上可变电阻极易受到外部噪音的诱导

图14(b)可变电阻的slider与ground连接，虽然受到外部噪音的影响比较少，不过仍然会受到接触阻抗的影响。

图14 非反转增幅电路的gain调整方法

图15是反转增幅电路的gain调整方法，图15(a)、图15(b)的特性与gain调整方法，与上述非反转增幅电路的gain调整方法完全相同。

由于Potentiometer type与Rheostat type各有优缺点，因此无法概论何者好坏。基于switching power supply已经成为主流，设计model要求高速动作，以及电子产品内部噪音环境极端恶化等情况时，建议采用图14(b)、图15(b)的反转增幅电路。
　

图15 反转增幅电路的gain调整方法

Gain与Level的切换

图16是将可变电阻改成一般电阻与switch，利用switch作gain与level切换，换句话说以往机械开关的切换，已经被半导体模糊switch取代，由于无机械接点因此电子式切换具有可靠度非常高，以及可与外部PC连接等优点，反面缺点是switch的接触阻抗极易造成大ON阻抗，OFF时漏电(leak)电流无法完全阻绝，以及OFF时仍然会持续施加信号等困扰。
如上所述电子式可作高速动作，切换时的过渡期间即使反覆ON/OFF切换，也不会产生chatter ring现象。

表1是CMOS 74HC系列半导体模拟switch的特性摘要一览表。

　

图16利用switch作gain与level切换

表1 CMOS 74HC系列半导体类比switch的特性摘要

利用实验观察Gain的调整效果

首先移动可变电阻的slider，接着利用图17(a)的电路观察gain的变化，该电路的gain可以从－1倍变化成＋1倍。若依照图17(b)所示，将slider朝左侧端子①方向旋转时，该的电路会变成反增幅电路；若依照图17(c)所示，将slider朝中点方向旋转时，该的电路会变成差动增幅电路；若依照图17(d)所示，将slider朝右侧端子③方向旋转时，该的电路会变成gain 2倍的非反转增幅电路，与gain －1倍的反转增幅电路。

照片1(a)是可变电阻的旋钮朝左侧端子①方向旋转时的波形；照片1(b)是可变电阻的旋钮朝中点方向方向旋转时的波形；照片1(c)是slider朝右侧端子③方向旋转时的波形，以上三种模式的gain分别是－1倍、0倍与＋1倍。

以上介绍各种常见的增幅电路，下篇要探讨模拟电路的磁气问题。

b)slider朝左侧端子①方向旋转时

图17观察gain的变化的电路

照片1 Gain的变化实验结果