原创 D类音频放大器知识大全(4)

 2010-4-22 18:40  2378 3 3 分类: 模拟

音质

在D类放大器中，要获得好的总体音质必须解决几个问题。

“咔嗒”声：当放大器导通或断开时发出的咔嗒声非常讨厌。但不幸的是，它们易于引入到D类放大器中，除非当放大器静噪或非静噪时特别注意调制器状态、输出级时序和LC滤波器状态。

信噪比（SNR）：为了避免放大器本底噪声产生的嘶嘶声，对于便携式应用的低功率放大器，SNR通常应当超过90 dB，对于中等功率设计SNR应当超过100 dB，对于大功率设计应当超过110 dB。这对于各种放大器是可以达到的，但在放大器设计期间必须跟踪具体的噪声源以保证达到满意的总体SNR。

失真机理：失真机理包括调制技术或调制器实现中的非线性，以及为了解决冲击电流问题输出级所采用的死区时间。

在D类调制器输出脉宽中通常对包含音频信号幅度的信息进行编码。用于防止输出级冲击电流附加的死区时间会引入非线性时序误差，它在扬声器产生的失真与相对于理想脉冲宽度的时序误差成正比。用于避免冲击最短的死区时间对于将失真减至最小经常是最有利的；欲了解优化开关输出级失真性能的详细设计方法请参看深入阅读资料2。

其它失真源包括：输出脉冲上升时间和下降时间的不匹配，输出晶体管栅极驱动电路时序特性的不匹配，以及LC低通滤波器元器件的非线性。

电源抑制 (PSR)：在图2所示的电路中，电源噪声几乎直接耦合到输出扬声器，具有很小的抑制作用。发生这种情况是因为输出级晶体管通过一个非常低的电阻将电源连接到低通滤波器。滤波器抑制高频噪声，但所有音频频率都会通过，包括音频噪声。关于对单端和差分开关输出级电路电源噪声影响的详细说明请参看深入阅读材料3。

如果不解决失真问题和电源问题，就很难达到PSR优于10 dB，或总谐波失真（THD）优于0.1%。甚至更坏的情况，THD趋向于有害音质的高阶失真。

幸运的是，有一些好的解决方案来解决这些问题。使用具有高环路增益的反馈（正如在许多线性放大器设计中所采用的）帮助很大。LC滤波器输入的反馈会大大提高PSR并且衰减所有非LC滤波器失真源。LC滤波器非线性可通过在反馈环路中包括的扬声器进行衰减。在精心设计的闭环D类放大器中，可以达到PSR > 60 dB和THD < 0.01%的高保真音质。

但反馈使得放大器的设计变得复杂，因为必须满足环路的稳定性（对于高阶设计是一种很复杂的考虑）。连续时间模拟反馈对于捕获有关脉冲时序误差的重要信息也是必需的，因此控制环路必须包括模拟电路以处理反馈信号。在集成电路放大器实现中，这会增加管芯成本。

为了将IC成本减至最低，一些制造商喜欢不使用或使用最少的模拟电路部分。有些产品用一个数字开环调制器和一个模数转换器来检测电源变化，并且调整调制器行为以进行补偿，这可以参看深入阅读资料3。这样可以改善PSR，但不会解决任何失真问题。其它的数字调制器试图对预期的输出级时序误差进行预补偿，或对非理想的调制器进行校正。这样至少会处理一部分失真源，但不是全部。对于音质要求宽松的应用，可通过这些开环D类放大器进行处理，但对于最佳音质，有些形式的反馈似乎是必需的。

调制技术

D类放大器调制器可以有多种方法实现，拥有大量的相关研究和知识产权支持。本文只介绍基本概念。所有的D类放大器调制技术都将音频信号的相关信息编码到一串脉冲内。通常，脉冲宽度与音频信号的幅度相联系，脉冲频谱包括有用的音频信号脉冲和无用的（但无法避免）的高频成分。在所有方案中，总的综合高频功率大致相同，因为在时域内波形的总功率是相同的，并且根据Parseval定理，时域功率必须等于频域功率。但是，能量分布变化很大：在有些方案中，低噪声本底之上有高能量音调，而在其它方案中，能量经过整形消除了高能量音调，但噪声本底较高。

最常用的调制技术是脉宽调制（PWM）。从原理上讲，PWM是将输入音频信号与以固定载波频率工作的三角波或斜波进行比较。这在载波频率条件下产生一串脉冲。在每个载波周期内，PWM脉冲的占空比正比于音频信号的幅度。在图7的例子中，音频输入和三角波都以0 V为中心，所以对于零输入，输出脉冲的占空比为50%。对于大的正输入，占空比接近100%，对于大的负输入，占空比接近0%。如果音频幅度超过三角波的幅度，就会发生全调制，这时脉冲串停止开关，占空比在具体周期内为0%或100%。

PWM之所以具有吸引力是因为它在几百千赫PWM载波频率条件下（足够低以限制输出级开关损失）允许100 dB或更好的音频带SNR。许多PWM调制器在达到几乎100%调制情况下也是稳定的，从原理上允许高输出功率，达到过载点。但是，PWM存在几个问题：首先，PWM过程在许多实现中会增加固有的失真（参看深入阅读资料4）；其次，PWM载波频率的谐振在调幅（AM）无线电波段内会产生EMI；最后，PWM脉宽在全调制附近非常小。这在大多数开关输出级栅极驱动电路中会引起问题，因为它们的驱动能力受到限制，不能以重新产生几纳秒（ns）短脉宽所需要的极快速度适当开关。因此，在基于PWM的放大器中经常达不到全调制，可达到的最大输出功率要小于理论上的最大值，即只考虑电源电压、晶体管导通电阻和扬声器阻抗的情况。

一种替代PWM的方案是脉冲密度调制（PDM），它在给定时间窗口（脉冲宽度）的脉冲数正比于输入音频信号的平均值。其单个的脉宽不像PWM那样是任意的，而是调制器时钟周期的“量化”倍数。1 bit Σ-Δ调制是PDM的一种形式。

Σ-Δ调制中的大量高频能量分布在很宽的频率范围内，而不是像PWM那样集中在载波频率的倍频处，因而Σ-Δ调制潜在的EMI优势要好于PWM。在PDM采样时钟频率的镜像频率处，能量依然存在；但在3 MHz～6 MHz典型时钟频率范围，镜像频率落在在音频频带之外，并且被LC低通滤波器强烈衰减。

Σ-Δ调制的另一个优点是最小脉宽是一个采样时钟周期，即使是对于接近全调制的信号条件。这样简化了栅极驱动器设计并且允许按照理论上的全功率安全工作。尽管如此，1 bitΣ-Δ调制在D类放大器中不经常使用（参看深入阅读资料4），因为传统的1 bit调制器只能稳定到50%调制。还需要至少6?倍过采样以达到足够的音频带SNR，因此典型的输出数据速率至少为1 MHz并且功率效率受到限制。

最近已经开发出自振荡放大器，例如在深入阅读资料5中介绍的一种。这种放大器总是包括一个反馈环路，以环路特性决定调制器的开关频率，代替外部提供的时钟。高频能量经常要比PWM 分布平坦。由于反馈的作用可以获得优良的音质，但该环路是自振荡的，因此很难与任何其它开关电路同步，也很难连接到无须先将数字信号转换为模拟信号的数字音频源。

全桥电路（见图3）可使用“三态”调制以减少差分EMI。在传统的差分工作方式中，半桥A的输出极性必须与半桥B的输出极性相反。只存在两种差分工作状态：输出A高，输出B低；输出A低，输出B高。但是，还存在另外两个共模状态，即两个半桥输出的极性相同（都为高或都为低）。这两个共模状态之一可与差分状态配合产生三态调制，LC滤波器的差分输入可为正、零或负。零状态可用于表示低功率水平，代替两态方案中在正状态和负状态之间的开关。在零状态期间，LC滤波器的差分动作非常小，虽然实际上增加了共模EMI，但减少了差分EMI。差分优势只适用于低功率水平，因为正状态和负状态仍必须用于对扬声器提供大功率。三态调制方案中变化的共模电压电平对于闭环放大器是一个设计挑战。

图7：PWM原理和例子。