原创 10Gbps网络背板设计

 2008-5-27 13:06  2446 3 4 分类: 测试测量

工程师们必须采取适当的技术与设计技巧，使其在数据速率接近10Gbps时，仍能达到可接受的误码率。而OEM厂商同时也面对该为现有的背板上采用何种强化技术，本文将有进一步的说明。

随着对带宽需求持续成长，大量投资在交叉式升级(forklift upgrade)上并非最好的解决方法，IT经理们必需在现有设备上挖掘出更好的效能与更长的产品寿命。这让系统设计人员别无选择，只能寻找新方法来利用已经投资在背板(backplane)技术上的每一分钱。

表面上看起来，最简单的解决方法似乎是藉由减少每次数据带宽需求增加的单位间隔时间来延长现有铜背板的寿命。但不幸的是，更高速率的系统所衍生出的损耗、反射、串扰与偏斜等问题，将为试图提升其上一代系统性能的OEM厂商们带来更多不同于以往的重大挑战。

为解决当前的背板困境，我们必须先解决信号完整性问题，信号完整性问题会在数据速率达3Gbps到10Gbps的范围内造成像表层效应、电介值损耗、反射、串扰、符号间干扰(Inter-Symbol Interference简称ISI)，以及内部对偏斜(intra-pair skew)等严重问题(参考附件)。将现有的I/O速度提高两级，或是利用通用的铜缆线均衡器，都无法有效解决上述问题，因为这些技术主要是针对克服低速背板上常见的讯息信道损耗所设计的。

现今的工程师们必须采取一些适当的技术与设计技巧，使其在数据速率接近10Gbps时，仍能达到可接受的误码率(Bit Error Rates, BER)。其中，最有效的应该是称为脉冲振幅调变(Pulse Amplitude Modulation, PAM)的多准位信号技术，以及我们熟知的判断反馈均衡器(Decision Feedback Equalization，DFE)自适应均衡技术。

OEM厂商所面对的另一个问题，是要确定该在为其现有的背板上采用何种强化技术。是要制作一种客制化的ASIC(特殊应用集成电路)，或是用现成的ASSP(特殊应用标准产品)就能满足设计呢?答案将取决于相关的经济规模以及系统的特性和规格。

讯息信道损害(Channel Impairments)

背板是由许多不同组件组成的复杂环境，目前已经对超过5Gbps以上的信号速率产生了重大挑战。如图1所示，其信号路径包含了超过11种的不同组件，每一颗组件均各自拥有其阻抗变化。此外，在信号路径中还有超过10个的过孔，每一个过孔都同时具有贯穿(through)与残段(stub)成份，这导致了额外的电位阻抗不连续性与谐振极点。其结果是此环境中的讯息信道传输函数的变化会非常显著。当奈奎斯特(Nyquist)频率低于2GHz时，尽管讯息信道存在着一些差异，但过孔与阻抗不连续性(反射)的现象却不是很明显。在2GHz以上时，根据信号层(以及过孔的贯穿/残段比率)、走线长度，以及电介值材料的不同，各讯息信道将呈现出很大的差异。要在这种讯息信道特性变化极大的环境中实现高速数据速率，对高速串行连接而言是非常大的挑战。

一个标准的背板系统

一个标准的背板系统

图1：一个标准的背板系统

其中的每一个主动与背动组件都提出了不同的信号挑战。此外，还必须考虑到制造时的变化。

在高频背板中，两种更具破坏性的讯息信道损害是符号间干扰(ISI)与反射。它们都各自有其来源及效应，然而，自适应均衡技术的创新应用将同时克服这两种不良效应。

符号间干扰(Inter-symbol interference)

讯息信道的其中一种显著效应就是会在邻近符号间引发ISI的单位元响应‘扩展’ 。当在频域中考虑ISI时，背板讯息信道的表现就像一个低通滤波器，此处的高频组件会呈现衰减，而低频信号则不受影响。(见图2)

转换函数

转换函数

图2

(a) – 背板S21曲线;其表现就像一个低通滤波器。

(b) – 反向频率均衡器S21曲线;其表现就像一个高通滤波器;

(c) – 整合的S21曲线;转换函数拥有平坦性及理想的频率范围。

透过分析讯息信道的单位元响应，我们可以在时域中观察ISI。图3展示了在简单的101数据模式中从有损号的讯息信道至接收器的传输所出现的ISI 破坏性效应。错误的结果是由来自蓝波形的‘前体(pre-cursor)’ISI，加上来算绿波形的‘后体(post-cursor)’ISI所归纳出的，其总和会产生一个明显高于0/1电压阀值的‘0’位电压。

简单的101数据模式

简单的101数据模式

图3

在输入到讯息信道(黑色)，以及输出到讯息信道(红色)时，一个无均衡的简单101数据模式。

其输出情况是分别会输出到两个分离的单位元响应(绿色、蓝色)，显示出ISI是如何感应到错误的发生。

消除I SI的最常用方法是反向频率均衡。在背板链接环境中，主要的挑战是如何在极高性能与极低的面积和功率开销条件下进行有效的均衡。传送均衡(通常称为预强调 (pre-emphasis)或解强调(de-emphasis))是一种简单的方法，通常能有效地消除由发散所引起的ISI。在传送均衡中，低频会对应奈奎斯特频率信号逐步衰减，因此能让整个系统的响应变得平坦，并消除ISI(见图2与图4)。

在此必须注意，在均衡情况中，输出摆动并没有增加，为了获得公平的比较，系统会维持其恒定的峰值功率约束。尽管单位元的高度较低，但透过传送均衡来消除ISI仍能有效地提升讯息噪音比(SNR)。

无均衡的单位元响应

无均衡的单位元响应

图4

无均衡的单位元响应以及一个带有5接头均衡传送器展示了透过传送均衡减少ISI。每一点都代表符号样品。

反射

事实上，要强化所有的高速背板性能，都必须先克服确实存在的反射增加情况。由阻抗失配所引发的反射出现的原因很多。为了解反射出现的原因，我们必须彻底分析背板上的所有组成部份。如图1所示，被贴装在封装中的芯片必须焊接在插入背板的线路卡上。讯息信道是从一个裸晶到另一个裸晶的完整路径。信号必须通过大量的走线才能从源头抵达终点。由表层效应与电介值损耗所产生的线路衰减将分布在很长的水平走在线。

然而，最麻烦的问题还不是由长水平走线所引起，而是来自于连接系统中所有组件的短垂直走线所产生。这些垂直走线，即我们熟知的过孔，会从芯片的封装连接到线路卡，并从线路卡连接到连接器与背板。过孔必须遵循由PCB与连接器产业所设定的严格尺寸与间隔要求，这些要求会造成约束，有时会直接与良好的电气效能产生冲突。连接器本身经常会出现内部阻抗不连续，另外，在与实际系统中的线路卡及背板整合时，也会出现阻抗不连续的情况。时域反射(TDR)分析可展示这些阻抗不连续。(见图5)

时域反射

时域反射

图5

反射减少，信号振幅达到接收器要求的水平，并在讯息信道传输函数中引发谐振磁倾。反射强度与阻抗失配成正比。

判断反馈均衡器(DFE)

判断反馈接收均衡(DFE)在处理损耗与发散ISI时非常有效，该方法同时能有效地帮助减少与配置相关的反射。该技术同时运用了传送及接收均衡器，以让有范围限制的DFE拥有足够的范围 (见图6，参考文献[1]亦有详细描述)。由于发散与背板的多种功能属性有很大关联，因此传送均衡器的灵活性无论在接头数量或是接头设定方面都相当令人满意。同样地，由于接收均衡器的主要作用是减少反射，因此接头分配及加权的灵活性对于处理不同高性能背板配置中变化的反射是非常重要的。

均衡结构整合

均衡结构整合

图6

(a) - 均衡结构整合Tx+Rx，以实现DFE；(b) – 均衡接头范围覆对讯息信道的单位元响应。

任何均衡架构的主要挑战之一，就是设定接头加权或均衡系数。在真实的讯息通到讯息信道变化的标准背板环境中，没有一组简单的系数设定能适用于所有讯息信道的工作。

透过使用自适应技术，我们可以同时为每一种均衡系数确定最佳方案。两种基本的自适应方法分别是‘设定并忘掉’，以及‘连续’。在‘设定并忘掉’方法中，自适应回路会在通电时执行，以建立均衡系数的设定，在自适应回路关断后，链路会以固定系数执行。

在‘连续’方法中，系数会在实时数据传输时连续地进行调整。温度与湿度变化是背板设计中必须进行连续自适应调整的最常见效应。它们会依序改变讯息信道传输函数。为了调和连续的自适应方法，工程师必须更关注均衡设计，以保证均衡系数的实时变化不会在count rollover期间产生输出故障。

最先进的背板技术在一个区域与功率效应方式中展现了实现自适应均衡的能力。Rambus公司的Raser X 10Gbps核心利用了内含‘强制归零(zero-forcing)’方法的连续自适应技术。Raser X核心同时提供了‘设定并忘掉’与‘连续’的自适应方法，两种方法均可由设计人员完全控制。另外，这种自适应方法的比率是可调整的，而且在系统的讯息信道特性变中，它能被调整为任何我们所预期的比率。

多准位信号

当在背板上执行更快速的频率时，一种处理损耗增加的方法是简单地使用电压来增加数据速率(即多准位信号)，而非以时间的方法。在传统的二进制信号中，在每一个符号时间内仅能传送或接收单一位。但采用像脉冲振幅调变(PAM)这类的多准位信号方法，则能在每一段符号时间内传送多个位，如此一来，符号在较低的奈奎斯特频率上执行时，也能达到相同的数据速率。一种被称为 4-PAM的技术即是采用了4个级来对每个符号的2个位进行编码，如图7所示。

发出两个位信号的两种方法

(a) – 实时二进制信号发送；(b) – 以电压和多准位信号方法发送信号(4-PAM)，XY刻度均是相同的。

发出两个位信号的两种方法