原创 传感器的接口电路(3/3):传感器和电路中的噪声

2020-11-20 15:41 4858 8 6 分类: EDA/ IP/ 设计与制造 文集: 传感器

13 传感器和电路中的噪

传感器和电路中的噪声可能成为误差的大量来源,需要认真考虑。有专家指出:“就像疾病一样,噪声从来无法消除,只能预防、治愈或容忍,取决于其性质、严重性和治疗的成本/难度”。对于给定电路,噪声的基本分类有两种:固有噪声,即由电路内部产生的噪声;干扰(传输)噪声,即由电路外部获得的噪声。

任何传感器,无论如何精心设计,都无法产生完美表示输入激励的电信号。通常给信号的良好度下定义是个如何作出判断的问题。其标准基于对精度和可靠性的特定要求。输出信号的畸变可能是系统性的或是随机的。前者与传感器的传递函数及其线性度、动态特性等等有关。所有这些都是传感器设计、制造公差、材料质量和校准的结果。在适当的短时间内,这些因素或者不发生变化,或者发生相对缓慢的漂移。它们能够明确定义、表征和指定。在很多应用中,这样的规定可被用于误差量的因子,能够加以说明。另一方面,随机干扰常常是无规律的,某种程度上是无法预知的,且可能快速变化。通常它们也被称作噪声,而不管其本质和统计特征。需要注意的是,与音频设备的杂音相关联的字噪声,常常被误认为是无规律的、一定程度上快速变化的信号。我们以相当宽泛的理解对所有干扰使用噪声一词,既有来自激励和环境中的,也有来自传感器和从直流至较高工作频率的电路组件的。

13.1 固有噪

来自传感器并被放大和转换成数字形式的信号,不应只注重其大小和频谱特性,还要关注其数字分辨率。当转换系统采用增强的数字分辨率时,最低有效位(LSB)的值减小。例如,具有5V满量程的10位系统的LSB大约为5mV16位的LSB则是77V。这就直接带来一个重大问题。如果组合噪声比如是300V,这就使采用16位分辨率系统变得毫无意义。在现实世界中,情况通常会更糟糕。几乎没有传感器能够产生5V满量程输出信号。其中大多数需要放大器。举例来说,如果传感器产生满量程5mV的输出,在进行16位转换时会对应于77nVLSB,这个极小的信号使得放大成为艰巨的任务。无论是否需要高分辨率的转换,所有噪声来源都必须认真考虑。在电路中,噪声可以产生于单片放大器和其它用于反馈、偏置、带宽限制等等的组件。

输入补偿电压和偏置电流会漂移。在直流电路中,该漂移无法与传感器产生的小幅信号加以区别。这些漂移通常变化较慢(在数十和数百Hz带宽之内),所以常常称其为超低频噪声。它们等同于随机(或可预测的,比如随温度)变化的电压和电流补偿和偏置。为了把其与高频噪声加以区分,等效电路(图3)包含两个附加发生源。一个是电压补偿发生源e0,另一个是电流偏置发生源i0。噪声信号(电压和电流)由用于制造电路的电阻和半导体内部的物理机制产生。有几种噪声源,其联合影响表现为噪声电压和噪声电流发生器。

噪声产生的一个原因,是电流的离散性质,因为电流由移动电荷构成,每个电荷载流子传输确定数值的电荷(一个电子的电荷为1.6×C)。在原子层次,电流非常不稳定。载流子的移动类似于爆米花的爆开。人们已经选此作为电流的不错类比,但与“爆米花(跳跃)噪声”无关,这点将在下面讨论。就像爆米花,电子运动可以用统计术语描述。所以无法确定关于电流的十分微小的细节。载流子的运动与温度有关,因而噪声功率也和温度有关。在电阻器中,这些热运动导致约翰逊噪声的产生。噪声电压的均方值(该值代表了噪声功率)可由下式计算

                                                 50

其中k=1.38×J/K(玻耳兹曼常数),T是单位为K的温度,R是单位为的电阻,Df是进行测量时的带宽,单位为Hz

实际上,室温下由电阻器产生的每噪声密度可由简化公式 估算,其单位为nV。举例来说,如果噪声带宽是100Hz,涉及的电阻为10M),平均噪声电压估算为

甚至一个简单的电阻也是噪声源。其表现为一个恒定的电流信号发生器。显然相对较小的电阻器只产生极小的噪声,不过在一些传感器中,必须考虑约翰逊噪声。例如,热电探测器使用50G量级的偏压电阻。如果室温下在100Hz带宽内使用传感器,可以预期电阻两端的平均噪声电压为0.3mV量级,这是相当高的值。为了抑制噪声,接口电路的带宽必须维持在较小范围,仅宽于足够通过最小所需信号。需要注意的是,噪声电压正比于带宽的平方根。这意味着如果我们减少带宽100倍,噪声电压将减少10倍。在很宽的频率范围,约翰逊噪声的幅度是常数。因此经常称其为白噪声,因为类似于白光,包含了可见光谱的所以频率。

另一种类型的噪声是由于直流电流在半导体中流动产生的。这叫做散粒噪声(shot noise),这个由肖特基提议的名字其实与他本人的名字无关,而是因为这种噪声听起来像是“射出的散弹打在目标上”(不过散粒噪声也经常称为肖特基噪声)。散粒噪声也是白噪声。其值随着偏置电流的增加而变大。这就是为什么在FETCMOS半导体器件中电流噪声相当小的原因。对于50pA的偏置电流,其值大约等于4fA/,这是极小的电流,相当于每秒钟移动了大约6000个电子。用于散粒噪声的一个实用方程为

                                                        51

其中I是以微微安培为单位的半导体结电流,Df是单位为Hz的相关带宽。

低频时存在一种附加的交流噪声机理(图43)。噪声电压源和噪声电流源两者具有大致正比于1/f的频谱密度,这种噪声被称为粉红噪声,因为较高的噪声成分位于较低的频率(较低频率也是位于可见光光谱的红色一侧)。这种1/f噪声出现在所有导电材料中,因而也与电阻有关。在极低的频率,不可能把1/f与直流漂移影响区分开来。1/f噪声有时称为闪烁噪声。该噪声主要在低于100Hz的频率时凸显出来,而很多传感器正是工作在这个频段。其有可能取代约翰逊噪声和肖特基噪声,成为在这些频率时误差的主要来源。粉红噪声的大小取决于通过电阻类或半导体类材料的电流。如今半导体技术的进步使半导体中的1/f噪声显著减小,不过在设计电路时,在任何有明显电流流过电阻和在低频时确实需要低噪声的场合,在传感器和接口电路的前置级中采用金属膜或线绕电阻,是一个很好的工程实践。

43. 1/f“粉红”噪声的频谱分布

当观察运算放大器——很多传感器接口电路的主要构建模块——的输出时,一种独特的交流噪声机理有时会在示波器的屏幕上看到。其看起来像是从外太空传输来的数字信号;该噪声具有矩形脉冲的形状,变化周期为若干毫秒。这种突变类型的噪声称为跳跃噪声(popcorn noise),因为其在扬声器中产生的声音就像爆米花。跳跃噪声产生于与集成电路生产技术有关的缺陷。得益于先进制造技术,在现代半导体器件中这种类型的噪声显著减少。

来自所有电压和电流源的组合噪声由单个噪声电压的平方和给出:

                      52

组合随机噪声可由其均方根(r.m.s.)值表示,即

                                              53

其中T是观测的时间,e是噪声电压,t是时间。

另外,噪声可依据峰值来表征,该值是在任意间隔观察到的最大的正和负漂移峰值的差。对于一些峰值到峰值(p-p)噪声可能会限制整体性能的应用(在阈值类型器件中),p-p测量可能是至关重要的。不过由于噪声信号的一般高斯分布,p-p大小实际上很难测量。因为r.m.s.值很容易重复进行测量,所以毫无争议地成为表示噪声数据的最有用形式,表3可用于估算给定r.m.s.值时噪声超过不同峰值的可能性。随机观察的p-p噪声在3×r.m.s.8×r.m.s.之间变化,取决于观察者的耐心和有用数据的数量。

3.峰到峰值与r.m.s. 之间的对应关系(高斯分布)

标称p-p电压

噪声可能超过标称p-p值的时间的百分比

2×r.m.s.

32.0%

3×r.m.s.

13.0%

4×r.m.s.

4.6%

5×r.m.s.

1.2%

6×r.m.s.

0.27%

7×r.m.s.

0.046%

8×r.m.s.

0.006%

13.2 传输噪

环境稳定性的很大一部分归功于传感器和接口电路对产生于外部来源的噪声的抗干扰性。图44为传输噪声的传播图示。噪声的来源常常无法分辨。这些来源的例子有:动力线中的电压浪涌、闪电、周围温度的变化、太阳活动等等。这些干扰传播至传感器和接口电路,变成最终一定会出现在输出端的麻烦。然而在此之前,它们一定要以某种方式影响传感器内的敏感元件、传感器的输出端或电路内的电子器件。传感器和电路充当了这些干扰的接收器。

44. 传输噪声的来源和耦合

传输噪声可以分成几类,取决于其如何影响输出信号,如何进入传感器或电路等等。在与输出信号的关系方面,这些噪声可能是相加的,也可能是相乘的。

相加噪声en附加至有用信号Vs,作为完全无关的电压(或电流)与其混合

                                             54

这种干扰的一个例子示于图45b中。可以看出在实际(有用)信号变化时,噪声大小不发生变化。只要传感器和接口电路可以当成是线性的,相加噪声的大小就完全与信号大小无关,如果信号等于零,输出噪声依然存在。

相乘噪声是以Vs信号的值被噪声改变或调制的如下方式,影响传感器的传递函数或电路的非线性组件:

                                             55

其中N(t)是噪声的函数。这种噪声的一个例子示于图45c。当信号幅度接近零时,相乘噪声在输出端消失或变得很小(也成为相加性的)。相乘噪声与信号Vs的幅度一起增加。如其名称所提示的,相乘噪声是两个值相乘(本质上这是非线性运算)的结果,一个是有用信号,另一个是取决于寄生信号的噪声。

 

45. 噪声的类型:(a)无噪声信号;(b)有相加噪声信号;(c)有相乘噪声信号

46. 差动技术

要针对传输相加噪声改善噪声稳定性,常常把传感器组成一对,即以对偶形式制造,其输出信号彼此相减(图46)。这个方法称为差动技术(亦见10节)。成对传感器中的一个传感器(称为主传感器)承受所需的激励s1,另一个(参照)则屏蔽于激励的感应。因为相加噪声特发于线性或准线性传感器和电路,所以不必对参照传感器施加任何特定激励。通常其输出为零。可以预期两个传感器都承受了相同的传输噪声(产生于传感器内部的噪声无法用差动技术消除),可称为是共模噪声。这意味着两个传感器的噪声影响是同相的,且具有相同大小。如果两个传感器受到共模寄生激励的相同影响,减法运算则可除去噪声分量。这样的传感器常称为对偶传感器或差动传感器。噪声抑制的效果由称为共模抑制比(CMRR)的数值表述:

                                               56

其中S1S0分别是来自主传感器和参照传感器的输出信号。CMRR可能与激励的幅度有关,通常在较大输入信号时变得较小。该比值指出,相比于具有同样大小的共模噪声,实际激励反映在输出端时要强多少倍。CMRR值是传感器对称性的测度。作为一种有效的减小噪声的方法,两个传感器的位置必须相互尽可能靠近,必须完全相同,必须处于相同的环境条件下。而且参照传感器可靠屏蔽于实际激励十分重要,否则组合差动响应会被消弱。

要减小传输相乘噪声,比率技术十分有效(见9节关于电路说明内容)。其原理相当简单。传感器制造为对偶形式,一个接收所需激励,两者置于相同的、可能产生传输相乘噪声的环境条件。第二个传感器称为参照,因为其输入端施加的是恒定的、环境方面稳定的参考激励s0。举例来说,某传感器在小的温度范围内的输出电压可近似由下式表示

                                          57

其中a是传感器传递函数的温度系数,T是温度,T0是校对时的温度。基准输入为s0的参照传感器产生的电压为

                                          58

我们认为环境温度是以同样方式影响两个传感器的传输相乘噪声。取上两式的比我们得到

                                                    59

因为f(s0)是常量,此比值与温度无关。然而需要强调的是,仅当预期噪声具有相乘特性时,比率技术才是有用的,而差动技术仅对相加传输噪声起作用。两种技术对内生于传感器和电路的固有噪声都无效。

虽然固有噪声主要为高斯型的,但传输噪声则通常很少适合于常规的统计表述。传输噪声有可能是周期性的,不规则反复出现的,或本质上是随机的;这些噪声通过采取使静电和电磁影响最小化的防范措施一般可以显著减少;这些影响可来自电源的线频率及其谐波、无线电广播电台、机械开关的电弧放电、电抗(含有电感和电容)电路中的切换导致的电流和电压峰值。这种防范措施可包括滤波、去耦、导线和器件的屏蔽、采用保护电位、接地回路的消除、导线、器件和电线的物理上重新布置、在继电器和电机连线两端使用阻尼二极管、尽可能选择低阻抗、选择具有低噪声的电源和参考电压。来自振动的传输噪声可以通过合适的机械设计予以降低。表4概括列出了一些传输噪声的来源和其典型大小,以及处理这些噪声的一些方法。

4. 传输噪声的典型来源

外部来源

典型大小

典型解决方法

60/50Hz电源

100pA

屏蔽;注意接地回路;隔离电源

120/100Hz电源波纹

3V

电源滤波

180/150Hz磁性干扰,获得

自饱和式60/50Hz变压器

0.5V

组件重新定位

无线电广播电台

1mV

屏蔽

开关电弧放电

1mV

5100MHz组件滤波;注意接地回路和屏蔽

振动

10pA10100Hz

适当注意机械耦合;避开接近输入端和

传感器的带有大电压的导线

电缆振动

100pA

采用低噪声(碳包覆电介质)电缆

电路板

0.0110pA/

低于10Hz

彻底清洁电路板;在需要的地方采用特氟龙

绝缘以及施加良好防护

电气噪声的耦合最常发生的通道是“寄生的”电容。这样的耦合无处不在。任何物体都能与另一物体形成电容性耦合。例如,站在绝缘地面的人与地形成700pF量级的电容,电连接器具有大约2pF的管脚到管脚电容,光隔离器具有大约2pF的发射至探测电容。图47a表示电噪声源通过耦合电容Cs连接至传感器的内阻抗Z。该阻抗可能是简单的电阻,或是电阻、电容、电感和类似二极管这样非线性器件的组合。阻抗两端的电压是噪声信号变化速率、耦合电容Cs的值和阻抗Z的直接结果。例如,热电探测器可能具有等效于30pF的电容和50G的电阻并联的内阻抗。该传感器可能通过仅有1pF的电容耦合至一个移动人体,而该人体身上具有的表面静电电荷可产生1000V的静电电压。如果我们假定人体移动的主频率是1Hz,传感器会受到大约30V的静电干扰。这比该传感器接收来自人体的热辐射而作出响应产生的正常电压幅度要高35个量级。

因为一些传感器和实际上所有电子电路都具有非线性,通常称为RFI(射频干扰)或EMI(电磁干扰)的高频干扰信号,可以经过整流,以直流或缓慢变化的电压出现在输出端。

13.3 电屏蔽

通过对传感器和电路——特别是高阻抗和非线性组件——进行合适的屏蔽,能够显著减少电场造成的干扰。每个屏蔽问题必须分别和仔细地加以分析。确定噪声源及其如何与电路耦合十分重要。不合适的屏蔽和保护可能只会使事情变得更糟或造成新的问题。

47.a)电容耦合;(b)电屏蔽

屏蔽用于两个目的。首先,它能够把噪声限制在小的范围内。这可防止噪声进入附近的电路。然而这种屏蔽的问题是,如果没有在搞清接地系统和进行正确连接的情况下、对噪声经过的返回路径加以仔细计划和布置的话,由屏蔽捕获的噪声仍然会引发问题。

第二,如果噪声存在于电路中,屏蔽可围绕关键器件设置,防止噪声进入探测器和电路的感应部分。这些屏蔽可由围绕电路区域的金属盒子构成,或带有中心导线屏蔽的电缆。

电场导致的噪声,可以用金属护套很好地控制,因为电荷q不能存在于闭合导体表面的内部。通过交互或寄生形成的耦合电容,可用示于图47a的电路模型化。其中en是噪声源。它可以是某种电位发生变化的部件或组件。Cs是噪声源和起到噪声接收器作用的电路阻抗Z之间的寄生电容(在特定频率下该阻抗为Zs)。电压Vn是此电容耦合的结果。噪声电流定义为

                                                      60

实际产生的噪声电压为

                                                   61

举例来说,如果Cs=2.5pFZ=10k(电阻器),en=100mV,在1.3MHz时,输出噪声可达20mV

人们会想,从由传感器产生的低频信号中滤除1.3MHz噪声应该相对容易。实际上这是无法做到的,因为很多传感器,特别是放大器的前置级,都含有非线性器件(半导体pn结),起着整流器的作用。结果就使高频噪声的频谱转移至低频区域,使得噪声信号变得与传感器产生的电压类似。

添加屏蔽后,情况的变化示于图47b。假定屏蔽为零阻抗,左侧的噪声电流则为in=en/Zc。在屏蔽的另一侧,噪声电流基本为零,因为在电路的右侧没有驱动源。因而接收阻抗两端的噪声电压也会是零,感应电路被有效地屏蔽于噪声源。不过必须注意不要有明显的电流is流过屏蔽。这些电流与屏蔽电阻耦合会产生额外的噪声。采用静电屏蔽时,有几个如下的实用规则必须留意。

Ÿ   要使静电屏蔽有效,需要把其连接至包含在屏蔽内部的任何电路系统的基准电势。如果信号接地(机架或地),屏蔽必须连接至这样的地。如果信号未返回地,屏蔽接地就没有用。

Ÿ   如果使用屏蔽电缆,其屏蔽必须连接至位于信号源一侧的信号基准结点(图48a)。

Ÿ   如果屏蔽分成几部分,比如使用连接器时可能出现的情况,屏蔽的每一部分必须与相邻部分连接在一起,仅把终端连接在信号基准结点(图49b)。

Ÿ   数据采集系统中需要单独屏蔽的数目,等于被测量量的独立信号的数目。每个信号需要有其自己的屏蔽,与系统中的其它屏蔽不相连,除非它们共用公共基准电势(信号“地”)。在此情况下所有连接必须在每个屏蔽的单一点由独立跳线实现。

Ÿ   屏蔽必须只有一点接地,最好是临近传感器。屏蔽电缆决不能两端都接地(图49)。两个“地”之间的电势差(Vn)会导致屏蔽电流is流过,有可能通过磁耦合把噪声电压引入中心导线。

Ÿ   如果传感器封闭在屏蔽盒内,数据通过屏蔽电缆传输(图48c),电缆屏蔽必须连接至盒子。在屏蔽内部采用单独的导线连接基准电势(“地”)是一个很好的做法,除了屏蔽之外,不要把屏蔽物用于任何其它目的:不允许任何屏蔽电流存在。

Ÿ   决不允许屏蔽处于基准电势以外的任何电势(除了如图4b所示的驱动屏蔽的情况)。屏蔽电压通过电缆电容耦合至中心导线(或导体)。

Ÿ   用短的导线把屏蔽连接至地,以使电感最小化。当模拟和数字信号两者都要传输时,这点尤其重要。

48. 输入电缆至基准电势的连接

49. 电缆屏蔽两端接地不正确

13.4 旁路电容

旁路电容用于在负载端维持低的电源阻抗。电源线中的寄生电阻和寄生电感意味着电源阻抗可能相当高。当频率增高时,感应寄生成为麻烦,有可能导致电路振荡或激振效应。即使电路工作在较低频率,旁路电容仍然是重要的,因为高频噪声会从外部源——例如无线电台——传输至电路和电源导线。高频时,没有电源或稳压器具有零输出阻抗。使用哪种类型的电容,由应用情况、电路的频率范围、成本、电路板大小以及其它一些注意事项决定。要选择旁路电容,必须记住高频时实际电容可能与教科书中描述的理想电容差别甚大。

50. 电容器的等效电路

电容器的一般等效电路示于图50。它包含标称电容C,漏电阻rl,导线电感L和导线电阻R。此外,它还包含介电吸收项rca,体现了电容器的“记忆”。在很多接口电路中,特别是在放大器、模拟积分器和电流(电荷)至电压转换器中,介电吸收是造成误差的主要原因。在这类电路中,要尽可能使用薄膜电容器。

在旁路应用中,rl和介电吸收是二阶项,但串联的RL也很重要。它们限制了电容阻尼瞬变和维持低电源输出阻抗的能力。通常旁路电容必须具有较大的值(10F或更大),以便能够吸收较长的瞬变,因而常常使用电解电容。遗憾的是,这种电容具有大的串联RL。通常钽电容提供更好的性能,不过铝电解质和非极化(陶瓷或薄膜)电容器相结合可提供进一步的改善。现在,大容量陶瓷电容器已可低价获得。错误类型的旁路电容的组合,会导致数据通信信道之间的激振、振荡和串扰。选定旁路电容的正确组合的最佳方法,是先在电路试验板上进行试验。

13.5 磁屏蔽

合适的屏蔽可显著减小静电和电场导致的噪声。不幸的是,由于能够穿透导电材料,针对磁场的屏蔽要困难得多。围绕导体且一端接地的典型屏蔽,对磁性在导体中产生的感应电压几乎没有作用。当磁场B0穿透屏蔽物时,其幅度以指数式降低(图51b)。屏蔽物的趋肤深度是磁场衰减至其空气中的值的37%时达到的深度。表5列出一些材料在不同频率时的典型值。高频时,表中的任何材料都可作为有效的屏蔽,不过在低频范围钢具有好得多的性能。

51.a)通过同轴电缆驱动负载装置时传输磁噪声的减少;

b)随屏蔽物厚度增加磁屏蔽的改善

5. 随频率变化的趋肤深度(mm                                       

频率

60Hz

8.5

10.9

0.86

100Hz

6.6

8.5

0.66

1kHz

2.1

2.7

0.20

10kHz

0.66

0.84

0.08

100kHz

0.2

0.3

0.02

1MHz

0.08

0.08

0.008

为改进低频磁场屏蔽,需要考虑高导磁率的磁性材料(如钼坡莫合金)构成的屏蔽。然而钼坡莫合金的作用在较高频和强磁场时下降。较高频率时,可由厚的钢屏蔽实现有效的磁屏蔽。因为实现磁屏蔽很困难,低频时最有效的途径是使磁场强度最小化,在接收端使磁回路区域最小化,选择导体的最佳几何结构。一些有益的实用性指南如下:

Ÿ   把接收电路置于距离磁场源尽可能远的地方。

Ÿ   避免布线平行于磁场;相反要以直角穿过磁场。

Ÿ   用适合于频率和强度的材料屏蔽磁场。

Ÿ   用双绞线作为传输形成磁场源的大电流的导线。如果两条导线中的电流大小相等、方向相反,则双绞线每个缠绕周期的任何方向净磁场为零。要使这种配置起作用,导线内的电流不能互通,比如在接地层就有可能形成接地回路。

Ÿ   屏蔽电缆用于大电流源时,电路的返回电流由屏蔽层承载(图51a)。如果屏蔽层电流i2与中心导线电流i1大小相等、方向相反,中心导线场和屏蔽层场相互抵消,净磁场为零。这个情况似乎违反了关于接收器电路“无屏蔽层电流”的规则,不过屏蔽电缆此时不是用于中心导线的静电屏蔽。相反,该几何结构形成了磁场的消除,这里磁场是供给“吞噬电流”装置(此例中是电机)的电流产生的。

Ÿ   因为磁感应噪声取决于接收回路的面积,可以通过减小回路的面积而降低经由磁耦合导致的感应电压。

什么是接收回路?图52表示通过两根具有长度L和间距D的导线连接至负载电路的传感器。该矩形电路形成一个面积为a=L×D的回路。该串联回路感应产生的电压正比于其面积和其与磁场夹角的余弦。因此为了使噪声最小化,该回路的方向应该垂直于磁场,其面积应该最小化。

52. 长导线形成的接收回路

减少导线长度和/或减少导线之间的距离,能够减小面积。用双绞线或至少用紧密多股的导线电缆对,就可容易地实现这个目的。成对使用导线,使电路连线和其回流线总是在一起,是个良好的方法。不要忽视此要求。举例来说,如果设计者正确放置了连线,但维修技术人员则有可能在维修过程中使连线改变位置。新的连线位置可能产生灾难性的噪声电平。所以基本规则是知道连线的面积和走向,并且永远保持这样的连线方式。

13.6 机械噪

振动和加速度效应也是传感器中传输噪声的来源,应该避免受到它们的影响。这些效应会改变传输特性(相乘噪声),或导致传感器产生寄生信号(相加噪声)。如果传感器的构成有某种机械组件,以特定频率和幅度沿某个轴的振动则会导致谐振效应。对于某些传感器,加速度就是噪声源。例如,热电探测器具有压电特性。热电探测器的主要功能是对热梯度作出响应。然而诸如空气压力的快速改变、强风或结构振动这样的环境机械因素,引发传感器的输出信号响应,而且通常无法与来自常规激励的响应区分开来。如果遇到这种情况,差动噪声消除会十分有效(见8节)。

13.7 接地

多年来,电子工程师和印刷线路板设计者都知道,接地层是寄生电路运行的“神秘和机理不明”的解决妙方。接地层主要用于使电路感应最小化。之所以能够起作用,是利用了基本的磁学理论。导线中的电流流动产生相关磁场。磁场强度正比于电流i,反比于至导线的距离r

                                                       62

由此我们可以想象被磁场包围的通电导线。导线电感定义为由导线电流形成的磁场中的能量存储。要计算导线电感,需要在导线的长度和磁场总面积上对磁场做积分。这意味着在从导线表面到无穷远的半径上做积分。然而如果两根带有大小相等、方向相反电流的导线距离很近,其磁场就相互抵消了。这种情况下,实际的导线电感很小。反向流动的电流称为返回电流。这就是设置接地层的根本原因。就在携带信号的导线下面,接地层提供了返回电流可以流动的返回路径。不管与导线有关的分支的数量有多少,返回电流都具有到地的直接路径。电流总是要通过最低阻抗的返回路径流动。在合理设计的接地层中,这个路径就在信号导线的正下方。

实际电路中,接地层是线路板的一面,信号导线在另一面。在多层线路板中,接地层通常夹在两层或多层导线层的中间。除了使寄生电感最小化之外,接地层还有额外的好处。其平面由于“集肤效应”(交流电流沿导体的表面流动),使电阻性损耗最小化。此外,通过与地之间的寄生电容,接地层还有助于电路的高频稳定性。虽然接地层用于数字电路十分有益,把它们用于模拟传感器信号的电流回路就有危险了,地线中的数字电流很可能会在电路的模拟部分产生强干扰。

一些实用建议:

Ÿ   使接地层的面积尽可能与元器件层(或多层印刷电路板的内部层)一样大。特别是在运行高频或数字信号的线路下面使接地层面积最大化。

Ÿ   把那些传导快速瞬变电流的元器件(终端电阻、IC、晶体管、去耦电容等等)安放得尽可能接近电路板。

Ÿ   无论在哪里需要公共接地基准电势,用单独的导线连接该基准电势,并在单一公共点把所有这样的基准电势连接至接地层,以避免由于地线电流导致的压降。

Ÿ   在电路板的数字和模拟部分使用单独的且不重叠的接地层,只在电源端这一点把其连接在一起。

Ÿ   使用短的走线。电感随长度变化,接地层无法完全消除。

13.8 接地回路和接地隔离

电路用于低电平输入信号时,电路自身可能会产生足够大的噪声和干扰,造成影响精确度的实际问题。有时在图纸上对电路作出了正确设计,工作台面包板上也显示出相当满意的性能,然而在用印刷电路板做出试制样品并进行测试时,所需的精确度就达不到了。面包板和印刷电路板样品之间的区别,可能是导线的实际布局。通常电子元器件之间的导线是十分明确的;可以是连接一个电容至电阻,连接JFET晶体管的栅极至运算放大器的输出端等等。不过在多数情况下,至少有两种导线常见于大部分电子线路中。它们就是电源总线和接地总线。两者会把不受欢迎的信号从电路的一部分携带到另一部分,特别是它们有可能把强的输出信号耦合至传感器和输入级。

53.a)接地端至电路的错误连接;(b)电源电流通过接地导线的路径

电源总线输送电源电流至所有级。接地总线也传输电源电流,但另外还为电信号设置参考基准。对任何测量电路来说,参考基准的纯净度是基本要求。两个功能(电源和参考)的相互作用会导致称为接地回路的问题。我们在图53a中表示出这样的问题,其中传感器被连接至放大器的可能具有较大增益的正输入端。放大器连接至电源,形成电流i,以i’返回至接地总线。传感器产生电压Vs,馈送至放大器的正输入端。接地线在a点连接至电路,紧挨着传感器的接线端。该电路没有明显的误差源,然而输出电压含有大量误差。接地线的错误连接造成了噪声源。图53b示意接地导线的非理想情况。会具有一些有限的电阻Rg和电感Lg。在这个例子中,电源电流由放大器返回电池时,经过ba点之间的接地总线,导致压降Vg。这个压降虽然小,但有可能与传感器产生的信号差不多。需要注意的是,电压Vg与传感器串联,且直接作用于放大器的输入端。换句话说,传感器没有以一个纯净的地为参考。地线电流也可能含有高频成分,于是总线电感会产生相当强的寄生高频信号,不仅将噪声加至传感器,而且还可能导致电路失稳。例如我们考虑一个热电堆温度传感器,其产生的电压以100V/对应于物体温度。低噪声放大器具有静态电流i=2mA,流过具有电阻Rg=0.2的接地回路。接地回路电压V=iR=0.4mV,对应于-4的误差!

解决办法通常很简单:接地回路必须断开。电路板设计的最为关键的原则:决不能把同一导线用于参考电势和电源电流。电路设计者要始终把参考地线与电流荷载地线区分开来,特别是用于数字器件的地线。因而至少采用三种地线是明智的:参考地线,模拟地线和数字地线。

参考地线应当只用于连接产生低电平输入信号的传感器组件、需要连接至参考地电势的所有模拟放大器输入组件,以及A/D转换器的参考输入端。模拟地线应当专门用于来自模拟接口电路的返回电流。数字地线则只用于二进制信号,诸如微处理器、数字门电路等等。也许还需要额外的“地”,例如用于传输相对较强的电流,特别是含有高频信号的情况(LED、继电器、电机、加热器等等)。图54表示把接地连接从传感器的a点移动至电源端的c点,防止在连接至传感器和反馈电阻R2的接地导线上形成寄生电压。

54. 传感器和接口电路的正确接地

一个简单实用的法则是把电路板上所有的“地”只连接到一点,最好是在电源端。在两点或多点接地会形成通常很难加以判别的接地回路。

13.9 塞贝克噪

这个噪声是塞贝克效应的结果,该效应表明,当两种不同金属结合在一起时有电动势(e.m.f.)产生。塞贝克电动势较小,对很多传感器来说可以简单地忽略。不过当需要10100V量级的绝对精确度时,该噪声必须予以考虑。两种不同金属的结合构成温度传感器。不过在温度感应不是需要的功能时,热感应电动势就成了寄生信号。在电子电路中,不同金属的连接随处可见:接插件、开关、继电器触点、插座、导线等。例如,铜的印刷电路板覆层连接至集成电路的铁钴镍合金输入引脚,产生40VT的偏移电压,其中T是电路板上两个不同金属连接之间的温度梯度,单位为。常用的铅锡合金焊料用在铜覆层时,产生13V/之间的热电电压。专用的镉锡合金焊料可用于减少这些寄生信号,使其低至0.3V/。图55a表示两种类型焊料的塞贝克电动势。由不同制造商生产的两种相同导线的连接,可能导致以200nV/量级的斜率产生的电压。

55.a)由焊料-铜连接产生的塞贝克电动势;

b)把连接维持在相同温度下以减少塞贝克噪声

很多情况下,塞贝克电动势可以利用合适的电路层和热平衡消除。限制传感器和接口电路前置级之间连接结的数量是一个良好的实用方法。尽可能避免接插件、插座、开关和其它潜在的电动势源。有时候这是不可能实现的。这种情况下,尝试在电路的前置级中使连接结的数量和类型达到平衡,以便实现差分式消除。达到这样的效果的方法可包括有意产生和引入连接结,以抵消必要的连接结。意在产生抵消作用的这些连接结必须维持在相同温度。图55b表示把远处的传感器连接至放大器,其中传感器连接结、输入端连接结和放大器部件连接结都维持在虽然不同但合理配置的温度下。这样的热平衡连接结必须维持在紧密的物理相邻位置,最好置于共同的散热系统上。必须避免电路板和传感器外壳处的气流和温度梯度。

14 校准

很多传感器存在原生的制造商公差,使其传递函数超出可接受的精确度限制。我们已在另文详细讨论了校准原则。现在让我们概略检视一些能够用于接口电路,以调整包括传感器和接口电路两者的总体传递函数的电气技术。该技术的不完整清单如下:

1.      “配平电位器”或“配平电容”,一种可变电阻或可变电容,用于调节传感器的内电阻或内电容。这是最古老和最传统的方法。图56a表示在电阻式惠斯登电桥中使用配平电位器Rp。如今,调节电阻可以是数字式的,而不是机械调节。在数字电位器中,能用8位代码设置电阻值,能够在任何时间改变。一种更为稳定的非机械式电阻调节,可以用由微桥技术公司开发的方法实现。其调节电阻(制造商起了一个陌生的名字“电动可调无源电阻——rejustor”)是一个半导体,其欧姆电阻能够由热脉冲调节,由来自专用调节装置的独立端子施加热脉冲(图56c)。其电阻值能够由标称制造值减小至少30%,而且能够在工作范围内上下调节。可编程电阻值以该半导体的物理特性加以储存,一直保留到重新编程。不需要电源维持其电阻值;完全是一种无源电路组件。

2.      匹配,即选择与传感器的相应电阻量或电容量匹配的电阻器或电容器。

3.      调节传感器的参考信号。可以通过改变有源传感器的激发信号的激发参数之一来实现,例如幅度或频率。作为选项,基准电压能够通过A/D转换器调节。图56b示意一个数字化可编程电压基准。

4.      数字代码,存储在微处理器的非易失存储器中,在每一次测量期间用于纠正传感器的响应。代码是在校准程序中产生的。其可能包括很多传感器特性,例如用于多项式逼近的系数。

56. 调节电路:(a)带有调节电阻器的电阻式电桥电路;

b)数字式可调节基准电压;(c)“rejustor”,热调节电阻器


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HXEKJYXGS 2020-11-27 13:22

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