标签: 数字滤波

仍然使用 FDATOOL 设计滤波器，当前设计一个数字带通滤波器。至于用的是冲击响应不变法，还是其它的方法。暂时不考虑。 FIR 需要的阶数太多，也不考虑。使用 IIR 滤波，线性相位就不要想了。可以选巴特沃兹（最大平整度），或切比雪夫（最大陡降特性。）发现在相同的性能下切比雪夫需要的阶数少。 生成的传递函数是按照多个二阶单元级联。系统提供 SOS （ Second Order Section ）也可以称为“救命”矩阵。其思路是将高阶传递函数分解为多个稳定的二阶函数级联，保持系统稳定。因为使用的是 IIR （无限冲击响应）构成，注定其是非线性相位。会导致滤波后的信号波形畸变。 导出滤波器参数文件 . % Generated by MATLAB(R) 8.4 and the Signal Processing Toolbox 6.22. % Generated on: 04-Jun-2022 20:49:14 % Coefficient Format: Decimal % Discrete-Time IIR Filter (real) % ------------------------------- % Filter Structure : Direct-Form II, Second-Order Sections % Number of Sections : 2 % Stable : Yes % Linear Phase : No SOS Matrix: 1 0 -1 1 -1.9528158412163148 0.95399450820943588 1 0 -1 1 -0.92310027138083539 0.34076352170725532 Scale Values: 0.31856548677578983 0.31856548677578983 每个 SOS 参数可以使用直接 II 型，实现如下： 编写一段代码测试一下。 clear close all Fs = 30000; % Sampling Frequency % 20-500 30000sps butter 4 order sec = 2; SOS = ; G = ; len = Fs/10; % Êý¾Ý³¤¶ÈΪ 100mS t = 1:len; n = 300*sin(2*pi*15*t/Fs + pi/6); % 50hz noise s = 3000*sin(2*pi*200*t/Fs + pi/5); % original square wave signal ng = 500*randn(1,len); x = s + n + + ng + 1000; fftx = abs(fft(x,len)); f = 0:Fs/len:(len-1)*(Fs/len); figure(1) plot(f(1:len/20),fftx(1:len/20)) title('sinc fuction spectrum') w = zeros(sec,3); ym = zeros(1,sec+1); for i = 1:len ym(1) = x(i); for k = 1:sec w(k,1) = ym(k) * G(k) - w(k,2) * SOS(k,5) - w(k,3) * SOS(k,6) ym(k+1) = w(k,1)*SOS(k,1)+w(k,2)*SOS(k,2)+w(k,3)*SOS(k,3); w(k,3) = w(k,2); w(k,2) = w(k,1); end y(i) = ym(sec+1)*G(sec+1); end figure(2) plot(t,s,'r',t,x,'c',t,y,'.b') legend('signal','org','bandpass'); 待滤波信号的频谱特性 可以看到 org 信号上有噪声，有直流偏置和低频交流干扰。经过带通滤波后，去除了直流，去除了噪声，基本还原原始信号 signal 。刚开始时并不稳定需要等一段时间才能达到稳定。 可见，此段代码可以将一个输入序列 x 转换为一个输出序列 y ，完成对 x 序列的滤波。 按照生成的结构图，编写 m 文件的解释： sec = 2; % 定义级数 SOS = ; G = ; w = zeros(sec,3); %中间w 变量 ym = zeros(1,sec+1); %每一级的输出 for i = 1:len % 对每一个输入 x ym(1) = x(i); for k = 1:sec % 分极计算 w(k,1) = ym(k) * G(k) - w(k,2) * SOS(k,5) - w(k,3) * SOS(k,6) ym(k+1) = w(k,1)*SOS(k,1)+w(k,2)*SOS(k,2)+w(k,3)*SOS(k,3); w(k,3) = w(k,2); w(k,2) = w(k,1); end y(i) = ym(sec+1)*G(sec+1); %得到输出 end 翻译成C语言 // 20-500hz butterworth 4 order 2 section 3750sps #define SEC 2 const float SOS1 = { {1, 0, -1, 1, -1.9528158412163148, 0.95399450820943588}, {1, 0, -1, 1, -0.92310027138083539, 0.34076352170725532}}; const float G1 = {0.31856548677578983,0.31856548677578983,1}; float BandPassFilter(const float SOS ,const float G ,float x){ static float w ; uint8_t k; static float ym ; ym = x; for(k = 0;k < SEC;k++){ w = ym * G - w *SOS - w *SOS ; ym = w *SOS +w *SOS +w *SOS ; w = w ; w = w ; } return ym *G ; } 每采集到一个数据时，以输入数据作为参数，调用 BandPassFilter （），得到一个滤波输出。相当于实时处理。 经过滤波后的信号 经过滤波 + 陷波后的信号

电压是电子与电力系统中最基本的测量元素之一，快速准确地获取电压值一直是数据采集与电子测量仪器研究的重要内容之一。传统的指针式电压表具有精度低、可视距离近、功能单一等缺陷，已不适应高速信息化的发展需要。目前市场上广泛使用的数字电压表智能化程度低，测量电压时需手动切换量程，当量程选择不当时会出现测量精度下降、乃至烧坏电压表的极端情况； 而高精度的全量程无档数字电压表一般都采用了DSP、FPGA或CPLD等复杂电路系统， 硬件和软件实现成本较高。为此，笔者设计研制出了一种以单片机为控制主体的智能交流直流电压数据采集系统，具有体积小、精度高、结构简单、使用与读数方便、性价比高、适应范围宽等优点，有效地弥补了上述各种电压表系统的缺点和弊端。 1 系统总体方案 该电压数据采集系统主要由电压衰减器、量程转换及放大电路、AC/DC转换电路、A/D转换电路、主控单片机STC89C52以及LCD显示电路等5个部分组成，其原理框图如图1所示。电压衰减器和放大器将待测模拟信号电压值转换到AC/DC变换器的输入电压范围内，直流电压经衰减放大后不需作AC/DC转换；量程转换电路根据输入到A/D转换器的模拟直流电压大小，由单片机判断后控制继电器对衰减放大电路作相应的调整，确保选择出最佳量程；A/D转换由单片机启动，在软件中对采集到的数据作数字滤波、标度变换和系统误差校准等处理后，根据电压类型标志位在LCD上显示测量值和电压类型。 图1 电压数据采集系统原理框图 【分页导航】 第1页： 系统总体方案 第2页： 电压衰减、放大和量程转换电路 第3页： AC/DC转换电路 第4页： A/D转换电路 第5页： LCD 显示电路 第6页： 系统软件设计 2 系统硬件设计 2．1 电压衰减、放大和量程转换电路 电压衰减放大和量程转换电路如图2所示。电阻R1～R5构成衰减系数分别为1、10、100、1 000、10 000的分压器，将被测输入电压U in 衰减至0～200 mV范围内并送至后端电路放大、AC/DC转换(直流电压不需转换)、A/D转换以及由单片机进行采集、处理与显示。为了降低测量误差，分压电阻R1～R5均选用误差为±0．5％ 的精密金属膜电阻。量程的选择由单片机的P1．0～P1．4口线经反相器74HC04反相后控制SPRAGUE公司的高耐压、大电流达林顿晶体管集成电路ULN2003的输入端1 B～5 B，从而驱动电磁继电器K1～K5的触点开关吸合或断开来实现。交流电压与直流电压共用同一转换量程，K1～K5被独立吸合时对应的量程依次为200 mV、2V、20 V、200 V、1 000 V(AC 750 V)。若被测电压高于单片机设定的量程，单片机控制相应的继电器线圈接通对信号进行衰减，反之则放大，以保证输入至AC/DC转换器和A/D转换器的信号不超过它们的工作电压范围。因被测电压未知，为避免电路被烧坏，初始量程应设定为最高量程。 图2 电压衰减放大和量程转换电路 ULN2003芯片内部二极管负极公共端COM 接至负载电源+5 V，对各继电器线圈起反向续流作用。加入反相器74HC04的目的是防止单片机系统通电或复位时，输入高压不经分压直接进入后级弱电系统导致烧毁电路的情况。运放U3接成电压跟随器形式，起隔离前后通道的作用， 并降低输出阻抗、提高带负载能力。其中，R6、R7为限流电阻，防止因量程切换至各量程时造成过大的电流；D1、D2为双向限幅二极管， 起过压保护作用。运放A4和电阻R8、R9、R10连接成同相比例电路，将衰减成0～200mV范围内的信号放大1O倍送给后面的AC/DC转换器AD637J(标称满量程为2V)进行交流/直流转换f直流不需转换)。 【分页导航】 第1页： 系统总体方案 第2页： 电压衰减、放大和量程转换电路 第3页： AC/DC转换电路 第4页： A/D转换电路 第5页： LCD 显示电路 第6页： 系统软件设计 2．2 AC/DC转换电路 AC/DC转换电路如图3所示，由两片单通道单刀双掷(SPDT)模拟开关MAX14763完成交流/直流电压通道的切换功能，一片高性能真有效值TRMS(True Root MeanSquare)转换器AD637K完成交直流电压转换功能。 图3 AC/DC转换电路图 MAX14763是+3．0 V～+5．5 V 单电源供电器件， 允许通过超出其电源电压摆幅的±25V范围内的双极性信号。导通电阻和导通漏电流最大值分别为2Q、±100 nA，较低的导通电阻和较宽频带(一3 dB带宽为1O0MHz)使得其非常适合于数字和模拟信号切换场合的应用。当拨动开关S1闭合时，MAX14763的SEL端为低电平、C0M 端连接至A1，接通交流电压通道，对输入交流电压进行AC/DC转换；反之则接通直流电压通道，让直流输入电压直接进入后级电路。 AD637K是一款完整的高精度、单芯片均方根直流(RMS-DC)转换器，可计算任何复杂输入波形的真有效值TRMS而不必考虑波形参数及失真度的大小，并提供等效直流输出电压。即： T为测量时间，V IN (t)为输入信号波形。可见，波形的真均方根值与信号功率直接相关，因此比平均整流信号更为有用。AD637K的准确度为±(0．25 mV+0．05％RDG)．允许测量有效值200 mV、频率最高达600 kHz的输入信号以及有效值1 V 以上、频率最高达8 MHz的输入信号。AD637K 的最高满量程范围是有效值7 V，由于有效值2V满量程范围能够为峰值输入(高波峰因素信号)提供更大的动态余量，所以衰减放大电路输出信号U1应控制在此范围内。电路中平均电容C1用来设置均值时间，同时决定低频精度、输出纹波大小和稳定时间。电位器RW1和RW2分别用来对输出调零和调幅，以使输出更准确。 【分页导航】 第1页： 系统总体方案 第2页： 电压衰减、放大和量程转换电路 第3页： AC/DC转换电路 第4页： A/D转换电路 第5页： LCD 显示电路 第6页： 系统软件设计 2．3 A/D转换电路 A/D转换电路如图4所示， 其中运放U8和电阻R14～R16构成同相放大电路，对前端输出的直流电压U2f≤2 v)2倍放大，将输入电压U in 的测量分辨率提高了一倍。MAX187是串行12位逐次逼近式A/D转换芯片，采用单+5 V 电源工作，内部含有片内时钟和采样/保持器，采样速率达75 kHz。其通过高速3线串行接口与单片机的I/O 口线P2．0～P2．2进行连接，接口与SPI、QSPI和Microwire总线协议兼容。SHDN接高电平，REF端对地接4．7 F的电容，这是其使用内部4．096 V 基准电压方式，AIN端输入模拟信号的电压在0～4．096 V范围内。 图4 A/D转换电路图 【分页导航】 第1页： 系统总体方案 第2页： 电压衰减、放大和量程转换电路 第3页： AC/DC转换电路 第4页： A/D转换电路 第5页： LCD 显示电路 第6页： 系统软件设计 2．4 LCD 显示电路 本系统采用NOKIA公司生产的5ll0液晶显示器(LCD)模块作为显示单元，完成显示当前电压值与电压类型(交流或直流)的功能，电路如图5所示。NOKIA 5110与单片机只有5根信号线连接，接口电路简单。它的通信协议是一个没有MISO 只有MOSI的SPI协议，传输速率高达4 Mb/s， 可全速写入显示数据而无等待时间，可以采用单片机软件程序模拟。SPI接15写数据/命令时序(传送1 B)如图6所示。 图5 LCD显示电路图 图6 NOKIA5110串行总线协议 【分页导航】 第1页： 系统总体方案 第2页： 电压衰减、放大和量程转换电路 第3页： AC/DC转换电路 第4页： A/D转换电路 第5页： LCD 显示电路 第6页： 系统软件设计 3 系统软件设计 3．1系统软件总体流程 系统软件总体流程图如图7所示，为便于程序的移植、调用和调试，采用了模块化程序设计思想对不同特定功能的模块分别进行编程。单片机上电先进行程序初始化，完成对K1～K5继电器、MAX187和NOKIA5110的硬件设置，以及单片机内部系统中断和系统变量的初始化。接着选择最高量程(将PI．4～P1．0 口线状态置为011l1)，启动A/D转换对待测信号进行采样和作数据处理计算，并判断量程是否合适。超量程阈值和欠量程阈值分别取为4000和400，对应ADC输入电压分别为4V和0．4V。若当前量程合适，则对处理后的数字量作标度变换和误差校准后得到被测电压值，并在LCD上显示电压类型、有效值和单位等信息。反之，则进行量程切换，找到一个新的最佳量程，下次测量就在新选择的量程下进行。在判决时，若量程为最低档时仍为欠量程，则维持原量程不变化；若量程为最高档时仍为超量程，则必须采取相应的过载处置措施。 图 7 系玩软件总体流程图 3．2 采样数据的数字滤波 对A/D采样后数据进行处理时，先后运用了程序判断滤波法和滑动平均滤波法，前者用来剔除掉因随机干扰、误检测或系统不稳定等偶然因素引起的尖脉冲干扰信号，后者用以抑制数据中可能出现的周期性干扰成分如无线电波引起的高频干扰。程序判断滤波算法是根据实践经验判断，确定出相邻采样允许的最大偏差值D T (这里取值为8)，当每次检测到新值时判断：如果本次值与前次值之差的绝对值小于或等于D T ，则本次采样值有效；相反则放弃本次值，取前次值代替本次值。如下式所示： 在排除脉冲干扰后，利用滑动平均滤波算法对数据作进一步处理。其把连续N个采样值(这里，N=10)看成一个长度为N的队列，每采样到一个新值放入队尾，并扔掉原来队首的一个数据，然后对队列中的N个数据作算术平均运算，获得新的滤波结果 ,此数据用来阈值甄别和作标度变换。 3．3 系统误差的校准算法 由于系统电路的基准误差、放大器的零点漂移与偏移、增益误差和非线性等非理想特性会引起系统误差，为了提高测量精度，采取了以下算法进行误差校准和补偿。设等精度测量得到 组电压样本数据(X i ，Y i )，其中：i = l，… ，M ，X i 和Y i 分别为标度变换后电压值(测量值)和实际值(由高精度电压基准源产生)。利用最小二乘法把测j导数据作Y=aX+b 线性拟合，根据样本数据偏差的加权平方和 最小原则，得系数a、b的数学表达式如下： 将各校正点数据(X i ，Y i )(这里M 取值为6)代入上两式得到系数a、b的值，并存人单片机的内存单元中。在正式测量时，根据测量值 和误差校正方程Y=aX+b求出校正值Y，从而消除系统误差。由于量程不同时系统误差也不一样， 因此需要在各量程分别进行上面的处理，以获得不同量程的最佳校准效果。 4 主要技术指标 系统主要技术指标如下：(1)量程：200 mV、2 V、20 V、200 V、1 000 V(AC750V)；(2)分辨率：50 txV、0．5 mV、5 mV、50mV、0．5V(对应各量程)；(3)准确度：200 mV档：0．005％×读数+0．0025％×满度(DC)、0．05％×读数+0．05％×满度(AC)；其他档：0．005％×读数+0．001％×满度(DC)、0．05％X读数+0．025％X满度(AC)；(4)工作电源：DC±5V。 本文设计实现了一种基于单片机的具有量程自动转换功能的交直流电压数据采集系统，测量电压动态范围宽，为高精度电压数据采集和智能电压表的研究提供了一种性价比较高的解决方案。实际运行结果表明：该系统精度高、误差小、灵敏度高、工作稳定、性能可靠，可以广泛应用于电力系统、计量检测、国防工业、家用电器、科技与工业生产、铁路设备等需要电压测量与获取的各个领域。此外，设计时采用的一些硬件和软件设计方法和思路，也为同类数据采集系统和智能仪器仪表的设计与研制提供了参考。 【分页导航】 第1页： 系统总体方案 第2页： 电压衰减、放大和量程转换电路 第3页： AC/DC转换电路 第4页： A/D转换电路 第5页： LCD 显示电路 第6页： 系统软件设计

摘　要：分析了各种干扰对PLC和伺服驱动器作用的机理,从硬件和软件两个方面提出了相关的抗干扰措施。这些措施对于PLC系统在运动控制中的应用有一定的实用价值。  关键词：PLC；Servo；抗干扰；数字滤波 一 概述 　　随着工业控制技术的发展,PLC和伺服技术的到了长足的发展。PLC是专为工业生产环境设计的计算机控制设备，且有可靠性高、硬件配套齐全、用户程序简单易学且维护方便等优点而广泛应用于各行各业中；交流伺服电机控制采用了磁场定向矢量控制原理, 具有动态响应快、稳态运行精度高、转矩脉动小, 低速运行平滑等性能, 而且调速范围较大，做为进给传动装置得到了广泛的应用。PLC一般具备脉冲输出接口，所以以PLC和脉冲式伺服组成的简易数控系统是经济型机床的首选。 　　PLC和伺服都是专门为工业控制环境而设计的,因此本身可靠性强,所以在一般的控制系统中不用抗干扰设计或进行简单的抗干扰设计就可以使系统安全可靠地运 行。但在特别恶劣的应用环境中,如强电场、强磁场、剧烈的冲击和振动环境, 控制系统和执行机构并不一定能可靠地工作;另外,在对可靠性要求特别高的场合,就要对控制系统和执行机构进行特别的抗干扰设计。为提高系统的可靠性,首先 要认真分析相应的应用环境中各种可能产生干扰来源,在此基础上选择可靠性强的PLC及相关模块,从硬件的角度如工程设计、施工布线、使用维护等进行抗干扰 设计,另外,还要有针对性地从软件方面进行抗干扰设计。 二 系统中主要的干扰来源和抑制措施 　　干扰的来源众多,破坏了系统的稳定性。 系统的不稳定的主要表现为内部信息被破坏，导致控制系统混乱，执行机构误动作和网络出错，影响设备的正常运行。 2.1 PLC 　　从形式上讲, PLC控制系统的干扰分为两类:内部干扰、外部干扰。 　　内部干扰,是PLC本身的问题; 　　外部干扰,包括导线传入的干扰（由电源线、控制线各信号线等外部线引入的干扰） 、空间感应和辐射干扰、地线传入的干扰。 　　在现实的工业实际情况中，内部干扰的情况比较少见。下面首先分析来自外部的干扰。 　　（1）选用性能优良的电源，采取措施抑制电网干扰 　　在PLC控制系统中，电源占有极其重要的地位，也是干扰进入PLC的主要途径之一。电网线路上挂接了各种用电设备,如大功率电动机、交直流传动装置、变频 器、家用电器等等,这些设备的启、停会引起电网的电流电压波动，产生的幅值很大浪涌和高次谐波。如果使用PLC系统的交流供电电源，在干扰较强或可靠性要 求很高的场合，可以在PLC的交流电源输入端加接带屏蔽层的隔离变压器和低通滤波器，屏蔽层应可靠接地;也可以在初级、次级绕组之间加屏蔽层，并将它们和 铁芯一起接地，以提高高频共模干扰能力。 　　（2） 来自空间感应和辐射的干扰 　　大多PLC控制系统所处的空间中有各种各样的电场和磁场,这些电场、磁场无不影响着控制系统。电磁场（EMI）主要由电力网络、电气设备的暂态过程、雷 电、无线电广播、电视、雷达、高频感应加热设备等产生的;屏蔽效果差的PLC控制系统本身也会产生电磁场,所产生的电磁场反过来又影响控制系统本身。这些 电磁场统称为辐射干扰,其分布极为复杂。只要PLC控制系统处于辐射范围内,其就会受到干扰。控制系统受到干扰的程度和辐射的强弱和频率有关。辐射通过以 下两种途径影响PLC控制系统: ①直接对PLC内部的辐射,由电路感应产生干扰; ②对PLC通信网络的辐射,由通信线路的感应引入干扰。针对此种干扰，屏蔽、滤波和接地是三种主要的方法。 　　（3） 由信号线引入的干扰 　　相邻信号线上的串扰信号会在被串单线路上产生噪声或在被串线路对上产生耦合信号,即在被串线路上有串扰信号存在。由信号引入干扰会引起I/ O 接口信号工作异常和测量精度大大降低,严重时将引起元器件损伤。对于隔离性能差的系统,还将导致信号间互相干扰,引起共地系统总地线回流,造成逻辑数据变化、误动和死机。 　　（4） 由地线引入的干扰。 　　接地的目的有两个:一是为了安全;二是为了抑制干扰地线的连接方式不当,会引起地环流。 　　地环流在屏蔽线内部产生电磁场,进而干扰屏蔽线，造成信号的失真。 　　（5）不科学安装和布线 　　不同类型的PLC有不同的安装规范，如CPU与电源的安装位置、机架间的距离、接口模块的安装位置,1/O模块量、机架与安装部分的连接电阻等都有明确的 要求，安装时必须按所用的产品的安装要求进行。PLC应设有独立、良好的接地装置，接地电阻要小于100Ω，接地线不能超过20m,PLC不能与其它设备 共用一个接地体。PLC电源线、I/O线、动力线最好放在各自的电缆槽或电缆管中，线中心距要保持至少大于300mm的距离。模拟量输入/输出线最好加屏 蔽，且屏蔽层应一端接地。PLC要远离干扰源，信号线若不能避开干扰源，应采用光纤电缆。在室外安装时须采取防雷击的措施，比如在两端接地的金属管线中走 线。 　　为了减少动力电缆电磁辐射干扰,尤其变频装置馈电电缆引起的电磁干扰,决定采用两条基本原则: 　　一是在实际工程中,尽量采用铜带铠装屏蔽电力电缆,降低动力线产生的电磁干扰,这种方法的实际效果在许多场合被证明是非常有效的; 　　二是对不同类型的信号分别由不同电缆传输,信号电缆应按传输信号种类分层敷设,严禁同一电缆的不同导线同时传送动力电源和信号,避免信号线与动力电缆平行敷设,以减小电磁干扰。  　　在PLC控制系统中,硬件上的抗干扰设计是基础也是抑制干扰的根本的措施。除此之外,还可以在软件设计上,可以采用数字滤波和软件容错等经济有效的方法,进一步提高系统的可靠性。 　　（1）数字滤波 　　现场的模拟量信号经A /D转换后变为数字量信号,存人PLC中,再利用数字滤波程序对其进行处理,滤去噪声信号从而获得所需的有用信号。工程上的数字滤波方法很多,常用的有:平均值滤波法、中间值滤波法、加权滤波、滑动滤波法等。 　　（2）软件容错 　　尽管采用了各种抗干扰技术,但不能够完全杜绝干扰,干扰或多或少、或大或小总是存在的,并且在特定的条件下还有可能对控制系统造成大的干扰,因此,我们还 应该在程序编制中采取软件容错技术。所谓容错,就是在干扰不能避免的情况下,万一其对控制系统造成大的干扰而使系统出现异常时,控制系统能对其及时的进行 反应,并根据出错时的状态决定系统下一步补救措施。主要有以下容错技术: 　　①程序重复执行技术:在程序执行过程中,一旦发现现场故障或错误,在某些情况下可以重新执行被干扰的先行指令若干次。若重复执行成功,说明引起控制系统故障的原因为干扰,否则是干扰以外的原因,此时应输出软件失败（ Fault）并停机、报警。 　　②对死循环作处理:在程序中设计了定时狗（WDT）程序,当定时超过原定时间时,可以断定系统进入了死循环。当控制系统进入了死循环,可以根据程序的判断,决定下一步是停机还是进入相关的子程序进行系统的恢复。 　　③软件延时:为确保重要的开关量输人信号、易抖动信号的检测和控制回路数据采集的正确性,可采用软件延时15ms―20ms,并对同一信号多次读取,结果一致,才确认有效,这样可消除偶发干扰的影响。 2.2 伺服 　　伺服系统和PLC系统类似，PLC的外部干扰源和抗干扰措施同样适用于伺服系统。同时，伺服系统和PLC还有不同之处。伺服驱动器的抗干扰主要式防止干扰脉冲的输入。 　　（1）伺服驱动器的脉冲输入端口分为开路集电极方式和差分输入方式。由于开路集电极方式的抗干扰能力比差分输入方式的差的多，所以，选型的时候尽量选取含有差分输入方式的伺服驱动器。 　　（2）为了尽量减少伺服驱动器在没有上位定位指令的时候将干扰信号输入，在程序设计中要在没有脉冲输入时，将伺服驱动器的“脉冲输入禁止”信号激活，这样能有效的减少干扰脉冲的输入。 　　（3）伺服驱动器和伺服电机之间的连线要使用屏蔽线，线缆的拨开屏蔽层的部分不能大于75mm，屏蔽层要在伺服驱动器侧可靠接地。 　　（4）如果条件允许，应采用伺服的速度控制模式和上位控制器构成闭环控制。 三 实例 　　某公司生产了一种采用简易的数控钻床，控制系统为三菱公司的Fx系列的PLC，X、Y轴为伺服电机带动丝杠进行定位控制，Z轴为液压进给方式，主轴为变频器带动普通的三相异步电动机通过减速箱控制。在实际的调试中发现定位不准确。经检查发现，该机床的伺服电机在没有脉冲指令的时候仍然存在脉冲输入，且伺服驱动器收到的脉冲数和上位控制器PLC发出的脉冲数不相等，尤其是在变频器启动的瞬间，情况更为严重。所以判断此系统存在严重的干扰。 　　经过以上的分析，拟在PLC的电源处增加一个输入滤波器，PLC与伺服驱动器的脉冲信号连线采用屏蔽双绞线连接，并且使这根线尽量的短；在伺服驱动器的电 源处增加一个输入滤波器；在直流电磁阀处增加续流二极管，在交流接触器处增加浪涌吸收器；信号线和动力线分别敷设在不同的走线槽中并且间隔200cm；变频器的输入端增加一个输入滤波器，把变频器和电动机的连接线改用屏蔽电缆，并且在变频器侧良好接地；修改PLC的控制程序，使伺服驱动器上的“脉冲输入禁 止”信号在上位控制器没有脉冲输出的时候就生效。 　　经过改进，机床的性能完全符合要求。 四 结论 　　要提高设备的可靠性,一方面要求PLC和伺服的生产厂家进一步提高产品的抗干扰能力;另一方面要求在工程设计、安装施工和使用维护中,多方配合才能完善解决干扰问题,有效地增强系统的抗干扰能力。

基于 FPGA 的数字滤波设计—理论知识 2.1 数字滤波基础 2.1.1 数字滤波理论      数字滤波最明显的优势是几乎消除了无源元件随时间和温度的波动、运算放大器漂移 ( 有源滤波器 ) 等造成的滤波器误差。数字滤波器的特性可以通过软件控制轻松改变，广泛应用于自适应滤波。设计数字滤波器的基本步骤与设计模拟滤波器相同。首先确定所需的频率响应特性，然后计算滤波器参数。模拟滤波器与数字滤波器的主要差别在于：前者计算的是电阻、电容和电感值，而后者计算的是系数值。对于数字滤波器，数值取代了模拟滤波器的电阻和电容等物理元件。这些数值作为滤波器系数保存在存储器中，与来自 ADC 的数据一起用于执行滤波计算。 数字滤波器的功能就是把输入序列 x ( n ) 通过一定的运算变换成输出序列 y ( n ) 。不同的运算处理方法决定了滤波器实现结构的不同。 图 2.1 显示基本数字滤波功能：滤除一个低频信号中的高频噪声。原始波形必须利用一个 ADC 数字化，产生样本 x(n) 。然后将这些数据值馈入数字滤波器。输出数据样本为 y(n) ， DAC 利用它重建一个模拟波形。和模拟滤波器相比， ADC 和 DAC 是新加入部分。 图 2.1 基本数字滤波示意图        图 2.2 显示了 91 抽头 FIR 滤波器响应与切比雪夫模拟滤波器响应的对比。一是针对 1dB 带内纹波而优化的二阶、四阶、六阶理想切比雪夫低通模拟滤波器；一是针对 0.2dB 通带纹波而优化的 91 抽头数字 FIR 滤波器。可以看出几乎没有与之对应的模拟滤波器，因为硬件无法实现如此高阶的模拟滤波。 FIR 滤波器通带内的响应更平坦，通带内的相位失真可忽略不计，因为滤波器将所有频率成分均等延迟。          图 2.2 数字滤波器和模拟滤波器的比较 从以上分析可以看出，数字滤波和模拟滤波相比优势在于如下几点： 1、   线性相位、恒定的群延时（ FIR ）； 2、   无器件变化导致的漂移； 3、   灵活，可实现自适应滤波； 4、   易于仿真和设计。 数字滤波存在的限制： 1、   仍然需要模拟滤波器用来抗混叠和高频处理（离散带来的频谱重复，如图 2.3 所示）； 2、   至少需要 ADC 器件，有时还需要 DAC 器件恢复模拟信号； 3、   对于高带宽信号，缺少高速 ADC 对其进行采样。 图 2.3 离散后的频谱重复 2.1.2 FIR 理论 FIR 滤波器之所以得名为有限脉冲响应 (FIR) 滤波器，是因其脉冲响应的持续时间是有限的。也就是说：对于 N 阶 FIR 滤波器，在输入 N 个零值输入样本后，滤波器输出一定为 0 。如图 2.4 所示。 FIR 计算公式（差分方程）：                                                                                                                 (2-1) 硬件实现结构： 图 2. 5   FIR 实现的基本结构        提高抽头数 N 可以使 FIR 滤波器的滚降特性发生更急剧的变化（如图 2.6 所示），阻带衰减特性可以通过适当地选择滤波器系数来改善。 FIR 滤波器设计的本质在于选择合适的滤波器系数和抽头数，从而实现所需的频率传递函数（频率响应） H(f) 。有多种算法可将频率响应 H(f) 转换成一组 FIR 系数 h(n) （可直接利用 MATLAB 工具）。所以我们设计的重点是，把需求转化为频率响应 H(f) 。          图 2.6 抽头数对滤波器的影响        FIR 滤波器设计的关键法则是： FIR 滤波器的系数 h(n) 等于频率传递函数 H(f) 的脉冲响应的量化值。反之，脉冲响应为 H(f) 的傅里叶变换。 在数字采样系统中，卷积运算可以通过一系列乘法和累加来实现。时域 / 频域中的卷积运算相当于频域 / 时域中的点与点乘法。从图 2.7 可以看出，频域中的滤波可以通过如下方式完成：将通带中的所有频率成分乘以 1 ，并将阻带中的所有频率成分乘以 0 。即频域中的乘法，相当于时域中的卷积。反之，频域中的卷积相当于时域中的点与点乘法。 频域中的传递函数可以通过傅里叶变换转换到时域，这种变换会在时域中产生一个脉冲响应。由于频域中的乘法 ( 信号频谱乘以传递函数 ) 相当于时域中的卷积 ( 信号与脉冲响应卷积 ) ，因此可以将信号与脉冲响应卷积，从而对信号进行滤波。 FIR 滤波正是这样一个过程。 在连续时间系统中，拉普拉斯变换可以看作是傅里叶变换的一般情形。同样，可以对离散时间数据采样系统的傅里叶变换进行一般化处理，得到所谓 z 变换。          图 2.7 时域和频域的对偶性 FIR 滤波器设计关键： 1、   FIR 滤波器的系数 h(n) 等于频率传递函数 H(f ) 的脉冲响应的量化值。 2、   通过对 H(f ) 进行傅里叶变换来计算脉冲响应。

基于 FPGA 的数字滤波设计—理论知识 2 2.1.3 IIR 理论 和 FIR 滤波器相比， IIR 滤波器有对应的传统模拟滤波器 ( 巴特沃兹、切比雪夫和椭圆滤波器 ) ，并且可以利用我们更熟悉的传统滤波器设计技术进行分析和合成。 图 2.8(a) 显示了一个模拟压控电压源低通滤波器，属于 Sallen-Key 复极点拓扑结构，其对应的 IIR 数字滤波器如图 2.8(b) 所示。该二阶 IIR 滤波器称为 “ 双二阶滤波器 ” ( 因为它是利用 z 域中的一个双二阶方程式来描述 ) ，是更高阶 IIR 设计的基本构建模块。图中还给出了描述具有 5 个系数的该滤波器特性的差分方程。 (a) 二阶低通有源滤波器 (b) 对应的 IIR 滤波器 图 2.8 模拟滤波器和 IIR 对应关系 IIR 滤波器系统函数表示为： (2-2) 由系统函数可以得到系统输入与输出关系的常系数线性差分程为： (2-3) IIR 滤波器的单位抽样响应 h ( n ) 是无限长的，结构上存在着输出信号到输入信号的反馈，在 z 平面的有限区间 (0 ︱ z ︱ ∞ ) 有极点存在。 虽然可以直接根据此方程式构建一个高阶 IIR 滤波器 ( 称为 “ 直接形式 ” 实现 ) ，但量化误差 ( 有限字长 ) 引起的累计误差可能引起不稳定和较大的误差。因此，常常是级联几个具有适当系数的双二阶部分，而不是使用直接形式实现。双二阶部分可以独立缩放，然后级联起来（这种级联和模拟滤波设计思路类似），从而使系数量化和递归累计误差最小。级联双二阶滤波器比相应的直接形式滤波器执行得更慢，但更稳定，并且有限算法误差引起的误差影响降至最小。 对于二阶的 IIR 数字滤波器，其传递函数为： 常系数线性差分方程为： (2-4) (2-5) 其中 a 1 、 a 2 、 a 3 、 b 1 、 b 2 、 b 3 可以由 MATLAB 工具直接生成。 图 2.9 二阶结构方框图 IIR 属性总结： 1 、 反馈 ( 递归 ) ； 2 、 可能不稳定； 3 、 通常实现为级联双二阶滤波器，而不是直接形式滤波器； 4 、 非线性相位； 5 、 效率高于 FIR 滤波器； 6 、 抽取输出时无计算优势； 7 、 具有类似的模拟滤波器。