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4路输出的反激电源，采用控制CH1路的环路，保证其他输出CH2,CH3,CH4在待机和满载的状态下，15V输出电压在合理的供应范围。 4路输出的反激电源的原理图如下， CH1控制环路如下， IC的COMP脚接收环路的反馈信号，如下， 整个板子的PCB LAYOUT，凸显亮黄的是控制环路的线路，如下， CH1空载，先用黄金电阻焊接在CH2,CH3,CH4的15V输出，模拟实际的拉负载情况，用示波器监测4路波形，如下， 24V输入的电压电流的大小如下， CH2,CH3,CH4各搭配3个黄金电阻，阻值大小相等，CH1是空载， 黄金电阻参数，如下， 示波器的波形监测，如下， 启动波形如下， 稳态波形如下， 观察到CH2,CH3,CH4波形有明显波浪波动，说明未达到15V电压DE 合理范围，判断带的模拟负载偏大了。 断开CH2的黄金电阻，在其电路15V并入0.5W的电阻，其阻值是15*15/0.5=450Ω的插件电阻，并监测其电压波形，如下， 断开CH2的黄金电阻，示波器波形如下， CH2并入0.5W的450Ω色环电阻，如下 示波器波形如下， 可见，达到了所需要的实验结果，根据此结果测得下列实验数据，如下， 电压调整率如下， 负载调整率如下， 模拟各种场景测试,如下， 做好电源不容易，需要大量的实验支撑，更好更可靠的电源，更需要更多的可靠性实验，保证到客户的手里的产品能满意并顺利下单，重要的是没有客诉。

反激电源多路输出原理图如下： 重点讨论红色圈圈的RCD电路的调整，如何调整参数达到合理的数值。 R6=3.3K 1206封装,R31=3.3K 1206封装,C32=200V/100NF 1206封装，D8=ES1D，200V，1A，SMT封装。 机箱对充，满载200A，充放电（25℃）温升测试，发现RCD温升过高，温升数据如下： 充电温升数据如下， 放电温升数据如下, 用示波器实测C32=200V/100NF 1206封装的实际波形，未有起到有效吸收漏感造成的电压尖峰，下面的C32电压波形看到，电容的电压没有放完就进入下一个循环，在温度和波形的见证下，可见电容参数不合理。 决定调整RCD的参数，直到合理范围为止， 首先加大R6,R31的电阻，测试C32的波形如下，C32=22nF,R31=10K,R6=10K，同时监测了MOS管的Vds波形，观察一下电压尖峰的变化。 常温下测试的温度数据如下： 充电温升数据如下， 放电温升数据如下， 数据的整理分析，温度数据还是有些偏高，原理图预留了MOS管的放电回路，增加了驱动电阻R7=100Ω，给MOS管弄个放电回路，加速MOS管的关断，如图。 调整了RCD参数，C32=22nF,R31=3.3K,R6=3.3K，同时监测了MOS管的Vds波形，观察一下电压尖峰的变化，测试C32的波形如下， 没有加R7的波形如下，最大值Vds=72.4V， 有加R7的波形如下，最大值Vds=57.1V， 可见R7加不加，对Vds的电压尖峰影响很大，从而可以影响RCD的参数调整效果，最终确定RCD的参数C32=22nF,R31=3.3K,R6=3.3K，R7=100Ω，测试波形如下， 常温下，充放电的温度测试数据如下， 和起初的数据对比，明显优化了很多,MOS管从86.53，87.63优化到了64.88,64.62。 其他温升数据也优化不少，RCD的，还有控制IC的，副边二极管D33。

隔离反激式转换器的缺点 在成本、效率和调节精度方面，隔离反激式产品是最佳拓扑选择之一。 但是，设计变压器和电压尖峰抑制电路，如缓冲器电路，始终是困扰设计工程师的问题。 图 1： 隔离反激式转换器 现在，离线 AC - DC 降压 转换器是高达 9W应用的更佳选择。 现在，除了使降压转换器能够实现最高9W设计的技术，小于9W的应用还可以考虑另一种解决方案： 非隔离降压拓扑。 图  2： 非隔离降压 与反激式转换器不同，非隔离拓扑无需变压器、缓冲器、并联调节器和光电耦合器。 Fairchild的FSL3系列集成了高压调节器，省掉了Vcc引脚的偏置绕组。 与PSR（初级端调节）隔离反激式转换器相比，采用FSL3系列的任何降压转换器设计减少了总物料数量，在隔离反激式产品中，设计师必须将偏置绕组用于IC供电和调节用途。 因此，降压转换器可帮助功率设计师实现所有拓扑中最少的BOM数量。 离线 AC - DC降压转换器的主要应用 不同工作模式有不同要求。 让我们了解一下降压转换器的主要应用以及使用FLS3系列的优势。 运动控制系统，如冰箱和泵中的压缩机，需要超高可靠性和低待机功率，因为终端产品有10至15年的使用寿命，而且，其调节会随着电器功耗改变而持续变化。 FSL3系列提供安全自动重启模式，减少了故障条件期间的压力 智能电网基础设施的智能电表是降压转换器的主要应用。 . 在智能电表应用中，电路需要在 15-20+ 年的使用寿命中可以可靠使用，且能够应对非常恶劣的环境（如暴露在大范围温差和极端气候环境下的户外装置）。 智能电表电子设计还需要满足小尺寸和低元件数量的要求。 基于FSL3系列的降压转换器能够帮助设计师实现带可调节电流限制和最低BOM成本的单个平台。 AC-DC降压转换器替代了已经是非隔离设计的TRIAC和电容降压式电源。 非SMPS（如TRIAC和电容降压式电源）正在转变为开关模式电源(SMPS)，以显著提高效率、改进调节性能 由于添加了智能功能，电器和工业应用的辅助电源功率大小越来越高。 FSL336LRN集成了最低Rdson的垂直DMOS，使设计师可以实现业界最高的输出功率，如最高9瓦。 图3： 从隔离反激式拓扑转换至降压拓扑 与采用隔离反激式拓扑的转换器相比，降压开关无需并联调节器、光电耦合器，以电感线圈替代变压器。 如需获得关于FSL3系列和参考设计的更多信息，请访问我们的网站 在线设计工具可以节省时间，避免设计迭代：https://www.fairchildsemi.com/fsl3/pages/home.faces 请观看网络研讨会“为高压非隔离SMPS创建可靠设计：https://www.fairchildsemi.com/learn/webinars/#Create-Reliable-Designs-for-High-Voltage-Non-Isolated-Switch-Mode-Power-Supplies

反激式拓扑第二级LC输出滤波器的优势： 达到输出电压纹波目标所需的总电容较低 与一级输出滤波器相比，减少了输出滤波器的总能耗 大幅减少了输出电压纹波 反激式拓扑第二级LC输出滤波器的问题： 重新调节补偿网络以重新建立控制回路稳定性 额外的小信号模型分析以确定零点和极点 使用PWM开关方法来分析稳定性和设置点容差问题（因第二级LC输出滤波器而产生）时， 需要操作阻抗反射来简化输入至输出模型。 如需分析反激式转换器的小信号模型，则将次级端载荷和滤波电容（阻抗）反射至初级端。 图 1显示带多个输出的简易反激式转换器 图 1带多路输出的反激式转换器 图 1显示带3个输出的简易反激式转换器。 通过反射阻抗，反激式转换器变为降压-升压转换器。Z1、Z2 和 Z3 分别是用于三个输出的输出阻抗。 我们可得出下列公式： 根据反激式转换器的基本原理，主开关M1关断时，能量得以传输。 初级端和次级端的联接是磁芯中的磁通。 如图2所示. 图2 (a)                                  图 2(b) 如图 2(a)所示，单路输出时，M1断开。 电流Ip随磁通增加而流过初级端绕组。 由于二极管反向，因此没有电流通过次级端绕组。 M1关断时，如图 2(b)所示，为了保持磁通不变，二极管此时导通。 那么下列公式就适用了。 根据公式(9)，每路输出的输出阻抗都可通过乘以系数然后并联来反射到初级端。 在阻抗反射的情况下，反激式转换器变为降压-升压转换器。 带多个输出的反激式转换器可通过数个并联载荷简化为降压-升压转换器，如图3所示. 图 3 多路输出并联的简易降压-升压转换器 随着负载从次级端反射至初级端，反激式转换器可变为降压-升压转换器。 这一步骤可大幅简化应用分析工作，其中，每个输出都使用二级LC滤波器以降低输出电压纹波。   下接： 通过PWM开关模型获取反激传递函数（理解反激变换器使用LC二级滤波之三）

控制电源的输出电压纹波是满足规范要求的方法之一。增加第二级LC滤波器需要另外进行分析和调整以确保电源稳定。 有第二级LC滤波器的反激式转换器可使用较少的滤波电容，以便使输出电压纹波较低。 与增大输出滤波电容相比，用第二级LC滤波器减少电压纹波是成本较低的解决方案，而且由于使用的电容数量较少，可以提高系统可靠性。 但是，第二级LC滤波器方案如果不重新调节补偿网络会造成输出调节不稳定。 为了解决该输出调节不稳定的问题，应当从稳健设计中获取开关功率转换器的小信号模型。 所获取的该模型将用来确定闭环回路电源系统中的极点和零点，以便了解整个系统的性能，并为后期的网络优化补偿做好准备。 图1 采用第二级LC滤波器的反激式转换器 获取反激式小信号模型有三种常用方法： Middlebrook 引入的状态空间平均法； Vorperian提供的PWM开关建模； Robert Ericsson提供的平均开关法。 状态空间平均法用于许多PWM转换器的建模，已被证明为设计稳定回路的实用工具。但是，由于状态空间平均法采用电感器内的电流信号、电容两端电压等参数，如果添加了任何其他主动元件，则人们必须重新完成设计工作。 由于存在这一缺陷，因此状态空间平均法对于带第二级LC滤波器的反激式转换器来说不够便利。 PWM开关建模法将开关元器件小信号模型线性化。 电路如图2a所示后即可开始PWM开关建模。 如图2(a)所示，首先将反激式转换器转换为Buck-Boost，方法为通过阻抗反射将其次级端反射至初级端。 在CCM或DCM（图2(b)）工作模式条件下，Buck-Boost中3端PWM开关网络（a-c-p端子；有源端-公共端-无源端）可用现有线性模型代替。 插入这些现有的线性模型后，反激式转换器功率系列的小信号型号就可用于确定闭合环路中的极点和零点了。 图2(a)： 将反激式转换为Buck-Boost 图2(b)：Buck-Boost中的PWM开关建模 有两种使用平均开关法进行反激式转换器建模的方法。 一种方法如使用PWM开关一样，将负载反射至初级端，然后用扰动和线性化模型代替FET和二极管。 这一方法不尽如人意，因为它需要额外工作来得出平均模型，而PWM开关建模法插入即可用。 另一种建模方法是无需阻抗反射直接获取平均模型。 但是，采用该方法获取的模型比使用PWM开关获取的模型要更为复杂，这对于反激式建模来说并非明智之选。 因此，PWM开关建模对于带第二级LC滤波器的反激式转换器的建模来说是最高效的选择。 与更直接的PWM开关方法相比，这两种平均开关方法都需要更多步骤和更复杂的操作来确定反激式的零点和极点。   下接： PWM开关模型反激变换器阻抗反射（理解反激变换器使用LC二级滤波之二） 通过PWM开关模型获取反激传递函数（理解反激变换器使用LC二级滤波之三）