MDO4000混合域示波器结构解密（中）-面包板社区

MDO优于传统频谱仪

对于MDO4000混合域示波器上的RF专用通道，第一个值得注意的是它所提供的频谱捕获带宽。从以上关于传统扫频式频谱仪到矢量信号分析仪的描述中我们知道它们所能提供的频谱捕获带宽都比较窄，一般在10MHz范围左右，最昂贵的、最好的也只提供大约150MHz的频谱捕获带宽，对应当前新兴的通信标准的信号带宽，显得远远不足。为了解决这个棘手的问题，泰克公司在开发MDO混合域示波器的过程中，作出了一些技术上的创新与突破，使得MDO4000混合域示波器能够提供最少1GHz，可以高达3.75GHz的频谱捕获带宽，是当今市面上最昂贵的、最好的频谱分析仪的30倍，普通的300倍以上！

那么，泰克MDO4000混合域示波器是怎样实现这一性能上的突破呢？现在我们就来为大家解密。

使用Dither增加SFDR无杂散动态范围

一般而言，VSA与RSA所选择采用的A/D转换器，以14位，100-500MS/s采样率为主流。但是泰克的MDO4000混合域示波器所选用的是8位的A/D转换器，以恒定的10GS/s的采样率对RF射频信号进行采集。因为使用了10GS/s采样率，它的奈奎斯特频率理论上是5GHz，对复杂信号来说，一般假设防止混叠的过采样率为2.5倍，那么，奈奎斯特频率就大概在4 GHz的范围（MDO4000实际上可以提供最高高达3.75GHz的频谱捕获带宽，因为部分内存为RF射频信号的频率、相位与幅度随时间而变化的数据所占据），这样来说，A/D转换器可以单次接受接近4 GHz频率范围内的射频信号输入而不发生混叠，是一般VSA与RSA的好几百倍！但是，选用采样率高的A/D转换器，一般它的比特位数都相对比较低，泰克MDO4000混合域示波器是采用了8位的A/D转换器（与一般示波器无异）。因此，我们需要一些方法来降低我们的DANL与提高我们的SFDR。

为此，MDO4000在A/D采样过程中采用了“抖动”或作“随机起伏信号”（Dither）技术，从而将MDO的SFDR动态范围提升到-60dBc/Hz（典型值），与一般入门级的频谱分析仪相约（见表2）。那么，什么是抖动（Dither）技术，它如何提高MDO的SFDR动态范围呢？

Dither的原理是在A/D模数转换之前对A/D模数转换器加入噪声（如随机的，1/3个LSB的宽带白噪声），从而减少A/D模数转换过程的量化误差，增加A/D模数转换器的SFDR无杂散动态范围，并同时使A/D模数转换器的分辨率少于1个LSB（“最不重要位“或作“最小量化电平”；对8位A/D模数转换器来说，1个LSB是1/256）。也可以透过所附加的噪声分布，例如在奈奎斯特频率的中心点上加窄带的、相对幅度较高的Dither噪声，可以改善A/D模数转换器的非线性。一般来说仪器A/D模数转换器内在的量化噪声大多来自于其量化误差，非线性特性，采样时钟的抖动及采样保持电路的摆率（Slew Rate）等，透过Dither可以有效地改善这些问题，从而使A/D模数转换器动态性能与分辨率得以提升。

图16添加随机起伏信号改善ADC非线性特性与增加SFDR

从上述关于A/D模数转换器的非线性特性所产生的谐波失真的描述中，我们可以得知这些谐波失真是确定性的，而不是随机性的，因为它们都与实现A/D模数转换器的内部结构有密切关系（一般高比特、高精度的A/D模数转换器都采用流水线多重转换的结构）。从简单的角度上看，Dither的原理不是要去改变A/D模数转换器的非线性特性，而是透过在A/D转换前添加这些随机的白噪声，将A/D模数转换器由于非线性所导致、出现在固定频率上的谐波失真的杂散信号在频谱上得以扩散。因此，经过Dither，噪底会因为所添加的微量噪声而略为增加，但是换来的好处是，杂散信号被扩散了，因此SFDR无杂散动态范围增加了。见图17，128K的FFT分别添加与没有添加Dither，添加Dither的SFDR增加了~20dB，但FFT噪底略为增加了~5dB。

图17 128K的FFT添加与没有添加Dither的对比

所以我们可以结论，MDO4000混合域示波器选择采用了10GS/s 的8位A/D模数转换器，使其频谱捕获带宽可以实现高达3.75GHz的范围，是一般VSA与RSA的好几百倍。同时透过采用Dither技术将SFDR无杂散动态范围提升到-60dBc （标称值）（-65dBc典型值），与一般入门级的频谱仪差不多。（事实上，Dither技术广泛被采用于对A/D模数转换器的分辨率与非线性的改善，在高级的频谱分析仪中，经常被使用来增加SFDR。在音视频的信号转换中也被广泛采用，因为人耳对固定频率的失真特别敏感，透过Dither将杂信平滑，使音视频效果“听、看”更“好”）。

另外值得一提的是，MDO4000混合域示波器的DANL可以达到-152 dBm/Hz典型值（5MHz - 3 GHz）（见表2）。透过信道屏蔽、专门设计的下变频器、最高4M的DFT帧长（内存达1GB）、频谱数字滤波与平滑等，使MDO4000虽然使用8位A/D模数转换器，但其DANL的性能一点都不逊色，远远比普通的示波器加FFT运算，在频域的指标上要好得多。

泰克公司在设计MDO4000混合域示波器时，并不准备要取替所有的频谱仪，这是不可能的。因为市面上有些高精度、高性能的频谱分析仪的频域性能比MDO4000混合域示波器的频域性能要好得多，举例：目前性能最好的频谱仪可以实现-172dBm/Hz的DANL，因此一些定量的、要求高精度的射频参数测量，并不是MDO4000混合域示波器的主要目标应用。（MDO4000的主要目标应用在于“混合域”分析，设计师需要诊断与检测无线设备、系统中各种模拟的、数字的、总线上的指令与状态、与频域的信号的交互作用，在调试过程中查找系统的潜在问题）因此，MDO4000仍然是一个系统级的调试分析工具，最重要是让设计工程师能够宏观地洞察与诊断系统的内部与信号的状况，相对来说，非常精准地测量局部信号的参数，市面上有比MDO4000混合域示波器更精准的仪器可以实现。

MDO4000混合域示波器中的模块下变频器

让我们回到MDO4000混合域示波器的结构，输入的射频信号经过衰减后，进行下变频：

由于MDO4000混合域示波器采用基于示波器的采集系统，因此可以直接使用“宽带”的模块下变频器（如前所述，与VSA或RSA不同，它们需要先将输入的“宽带”信号下变频成为“窄带”的IF中频信号），就可以把所关心的频率跨度内的信号带到模数转换器，然后进行采集。这样的结构，就保证了MDO4000混合域示波器在“宽带”频谱捕获的性能上能保证在任何的跨度设置上提供1GHz以上的频谱捕获带宽，比一般的VSA或RSA要好很多。

模块下变频器在下图18中所示的多个范围之间切换：

注意三个频段重合1 GHz，使得MDO4000混合域示波器能够在任何中心频率设置下提供不少于1 GHz的单次频谱捕获带宽。这大大超过了普通现代频谱分析仪10 MHz的捕获频谱带宽。与(一些非常昂贵的频谱分析仪选项)把这些分析仪中的频谱捕获带宽扩展到40 MHz、80 MHz、甚至140 MHz的选项相比，MDO4000混合域示波器的宽频谱捕获带宽仍有非常大的优势，是当今没有一台频谱分析仪可以做到的。

另外注意，频谱捕获带宽经常会超过1 GHz这个最小值（这个是保证值）。事实上，在3.0 GHz频率范围的MDO4054-3与MDO4104-3中，仪器一直在任何跨度设置下，保证在单次采集中，都能捕获全带宽（即3GHz）的频谱。

在显示的跨度超过一个下变频器频段的限制时，可以把两个频段无缝地缝合在一起，从两条记录中构建一个频谱。

MDO4000混合域示波器中的宽带跨域触发系统

基于示波器采集系统的MDO4000混合域示波器内置了一个宽带的、跨域的触发采集系统，在一次的捕获中，同时采集各通道上的信号，形成一个连续的时域数据记录。然后这个记录以数字方式下变频(下面进行了详细介绍) 到所希望的跨度，然后通过DFT运算，把它转换到频域。结果，在一次采集中所得到的整套频域数据可以与其他的模拟与数字数据在时间上对准并相关，因为这些数据都来自于同一套的触发系统所采集的数据记录。

这一过程与传统频谱分析仪中典型的选通扫描形成了鲜明的对比。门信号可以“触发”扫描，但观察的信号在扫描时间内仍可能会变化。结果，显示的频率信息在时间上一致的确定性很低。通过更加完善的时间选通功能，可以从多个触发事件中累积测量期间的频谱，但结果仍不能表示一次连续时间周期中的数据，而后者对诊断嵌入式系统中的间歇性漏洞通常至关重要，因为这些事件都是单次的。因此，这种传统扫频与触发技术只能用于检测重复性的事件。

MDO4000混合域示波器还为频谱显示提供了一个自由运行选项，避免显示同步到DUT中某个事件的频谱。这种模式仍是“已触发”模式，显示的频谱仍从相邻数据记录中提取，因此在时间上是一致的。不同之处在于，触发事件在内部以最快速度生成，避免了与DUT中的事件相关。

采集原始的RF时域数据记录

为了了解采集时域数据、然后转换到频域的过程，我们有必要简单讨论一下这两个域中数据之间的关系。

首先，创建单个频谱所采样的时间量取决于RBW分辨率带宽的设置和窗口选项。这个采集时间称为频谱时间。为简化起见(忽略窗口项)，频谱时间的公式如下：

频谱时间 > 1 / RBW

RBW分辨率带宽的设置表示频率轴上可以区分的最小的频率差异。例如，把RBW分辨率带宽设置成1 Hz，要求采集分析1秒(1/1Hz)的数据。如果有人指出，需要1秒的时间区分1000 Hz和999 Hz信号之间的差异，这理解起来就很简单。这需要很长时间“数”第一个信号中完整的1000个周期及第二个信号中999个周期。在这个时间间隔上，将不能区分低于1 Hz的差异。

窗口函数(如需进一步了解窗口函数，请参阅“生成频谱”)本身的滤波形状会影响FFT转换过程的带宽，把能量涂抹到相邻二元组中。窗口因数用FFT二元组数量指明窗口的-3dB带宽。窗口因数的影响是通过窗口因数扩展要求的采集时间，公式如下：

频谱时间= 窗口因数x (1 / RBW) （程式5）

MDO4000混合域示波器中各种FFT窗口的窗口因数如下：

表3：10 kHz RBW的窗口因数和频谱时间

第二，最低采样率取决于跨度和中心频率设置。奈奎斯特定理指出，采样率最低必须是数字化信号中最高频率成分的两倍。如果采样率不足，会发生假信号，导致信号中不存在的假频率指示。

为了避免这个假信号，在关心的最高频率之上，必须对输入信号进行低通滤波，如下图19所示：

图19. 低通滤波内奎斯特频段。

因此，要求的最低采样率如下：

采样率= 滤波因数* (中心频率+ 1/2 * 跨度) （公式6）

滤波因数（Filter Factor）是相对于关心的最高频率的一个项，定义了一个保护频段，保证信号衰减到仪器在奈奎斯特频率上的无杂散动态范围SFDR以下。

与许多新的矢量信号分析仪不同，MDO4000混合域示波器不需要提供可变输入滤波或调节采集采样率，因为模数转换器以10 GS/s恒定速率采样。这对提供模块下变频器所需的3.75 GHz输入带宽已经足够高了。

以快速采样率采样，在考察一定跨度内信号的噪声功率时提供了数字处理增益。处理增益会降低噪声功率，降低幅度是奈奎斯特带宽除以分辨率带宽之比的对数乘以10（见公式3）。

例如，图20所示的1 GHz通道的噪声功率测得为-65.3dBm。在测量关心的信号时，必须把噪声功率视为测量不确定性的一个组成部分。理论上，以恒定采样率采样一固定的带宽时，减小RBW分辨率带宽可以增加数字处理增益。图20显示了1 GHz跨度10 MHz RBW的噪声层电平大概是-85dBm。在图21中，所使用的RBW是10KHz，是图20中的RBW的1/1000，虽然在1 GHz通道中的噪声总功率测仍为-65.3dBm，但是在1 GHz跨度10 KHz RBW的噪声层电平却降低为-115dBm。

与传统示波器不同，在特定的频率点上能够选择所关心的跨度也可以降低测量中的总噪声功率，进而降低测量低电平信号时的不确定性。

最后，为RF射频通道所采集的数据记录的时间长度定义为RF采集时间。RF采集时间与采样率和存储容量有关。由于采样率固定在10 GS/s，在RF射频通道中拥有1 GB存储容量，理论上能够在RF通道中应实现100 ms的捕获时间。但是，除了存储RF采样的数据外，存储器还用来为采集计算RF随时间变化，包括计算幅度、频率和相位随时间变化以及复杂的IQ 数据。频率跨度越宽，这些时域记录的样本抽取(数据压缩)越小，因此这会影响RF采集可以使用的时间量。

表4提供了MDO4000中的RF射频采集时间与RF射频跨度的关系。明显窄跨度加上更多的样本抽取（可以实现最长的时间记录。当瞬时带宽提高时，分配给RF时域曲线的数据将主导了存储器的空间分配。

表4. RF射频采集时间对比RF射频跨度

RF射频采集时间长度至少要和频谱时间相同，在大多数情况下，RF射频采集时间要长得多。还应知道的是，可以把频谱时间卷动通过RF射频采集时间，然后将在频域视图中重新计算和显示FFT。

要考虑的另一个重要变量是模拟时间。模拟时间是模拟通道和数字通道采集的时间长度，通过水平标度旋钮来直接控制。由于模拟通道和数字通道上采集的时间量完全独立于RF射频采集系统，因此有必要了解这两个功能之间的相互关系。

图22. 模拟时间、RF采集时间和频谱时间。

对中速及快速时基设置, RF射频采集时间和模拟时间相等，用户可以在整个采集中移动频谱时间。但是，在使用较慢的时基设置，模拟通道的有效采样率下降时，模拟时间可能会超过RF射频采集时间。在这些情况下，用户有必要了解哪个部分的模拟时间正代表着RF射频采集时间。图22显示了时域视图中超低时基设置时的模拟时间、RF射频采集时间和频谱时间之间的关系。

应了解RF射频采集必须有一个触发事件，把频率视图与时域视图关联起来。触发事件可以发生在RF射频采集最后，如图22所示。RF射频采集也可以发生在触发后的任意时间。

MDO4000混合域示波器中的数字下变频