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反激电源多路输出原理图如下： 重点讨论红色圈圈的RCD电路的调整，如何调整参数达到合理的数值。 R6=3.3K 1206封装,R31=3.3K 1206封装,C32=200V/100NF 1206封装，D8=ES1D，200V，1A，SMT封装。 机箱对充，满载200A，充放电（25℃）温升测试，发现RCD温升过高，温升数据如下： 充电温升数据如下， 放电温升数据如下, 用示波器实测C32=200V/100NF 1206封装的实际波形，未有起到有效吸收漏感造成的电压尖峰，下面的C32电压波形看到，电容的电压没有放完就进入下一个循环，在温度和波形的见证下，可见电容参数不合理。 决定调整RCD的参数，直到合理范围为止， 首先加大R6,R31的电阻，测试C32的波形如下，C32=22nF,R31=10K,R6=10K，同时监测了MOS管的Vds波形，观察一下电压尖峰的变化。 常温下测试的温度数据如下： 充电温升数据如下， 放电温升数据如下， 数据的整理分析，温度数据还是有些偏高，原理图预留了MOS管的放电回路，增加了驱动电阻R7=100Ω，给MOS管弄个放电回路，加速MOS管的关断，如图。 调整了RCD参数，C32=22nF,R31=3.3K,R6=3.3K，同时监测了MOS管的Vds波形，观察一下电压尖峰的变化，测试C32的波形如下， 没有加R7的波形如下，最大值Vds=72.4V， 有加R7的波形如下，最大值Vds=57.1V， 可见R7加不加，对Vds的电压尖峰影响很大，从而可以影响RCD的参数调整效果，最终确定RCD的参数C32=22nF,R31=3.3K,R6=3.3K，R7=100Ω，测试波形如下， 常温下，充放电的温度测试数据如下， 和起初的数据对比，明显优化了很多,MOS管从86.53，87.63优化到了64.88,64.62。 其他温升数据也优化不少，RCD的，还有控制IC的，副边二极管D33。

https://mbb.eet-china.com/download/313970.html 2SK1470（VBI1695）是一款N沟道MOS管，封装为SOT89。其产品参数为60V的工作电压，5A的电流承载能力，RDS(ON)为76mΩ@10V、88mΩ@4.5V时，20Vgs范围内。其阈值电压在1~3V之间。 这款2SK1470（VBI1695）适用于多个领域。在电源管理领域，它可以广泛应用于直流-直流转换器、稳压器和电源开关等模块中。在汽车电子领域，它可以用于汽车照明、电动车辆电源管理以及制动系统等模块。 此外，2SK1470（VBI1695）还适用于工业自动化领域，可以用于工业机器人、PLC和驱动器等模块中。在通信设备领域，它可以应用于通信基站、网络交换设备和无线路由器等模块。 综上所述，2SK1470（VBI1695）的应用领域包括电源管理、汽车电子、工业自动化和通信设备等。在这些领域中，对应需要使用2SK1470（VBI1695）的模块包括直流-直流转换器、汽车照明、工业机器人和通信基站等。

【干货】抛开教材，从实用的角度聊聊MOS管 我们把单片机的一个IO口接到这个MOS管的gate端口，就可以控制这个灯泡的亮灭了。当然别忘了供电。当这个单片机的IO口输出为高的时候，NMOS就等效为这个被闭合的开关，指示灯光就会被打开；那输出为低的时候呢，这个NMOS就等效为这个开关被松开了，那此时这个灯光就被关闭，是不很简单。 当说到MOS管的时候呢，你的脑子里可能是一团糨糊的。 DIAN CHAO 在大部分的教材里都会告诉你长长的一段话： MOS管全称金属氧化半导体场效应晶体管，英文名Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，属于绝缘栅极场效晶体管，以硅片为秤体，利用扩散工艺制作.......有N沟道和P沟道两个型。不仅如此，它还有两个兄弟，分别是结型场效应管以及晶体场效应管....... 面对这么大一段话，我不知道你有没有搞明白，反正我大学里是完全没有搞明白，学了一个学期就学了个寂寞。 那为什么这些教材要这么的反人类，他们难道就不能好好写说人话吗？ 我大概分析了一下，因为同一本教材他需要面对不同专业的学生，所以教材最重要的是严谨。和全面相比是不是通俗易懂就没有那么重要了。而且一般的教材也不会告诉你学了有什么用，这就导致了在学习中你很容易迷失在这些概念中，抓不到重点。 那本文呢，是根据自己的工作学习经历，抛开书本上这些教条的框架，从应用侧出发来给大家介绍一下MOS管里面最常见也是最容易使用的一种：增强型NMOS管，简称NMOS。当你熟悉了这个NMOS的使用之后呢，再回过头去看这个教材上的内容，我相信就会有不同的体会了。 NMOS的用法 首先来看这么一张简单的图（图1），我们可以用手去控制这个开关的开合，以此来控制这个灯光的亮灭。 图1 那如果我们想要用Arduino或者单片机去控制这个灯泡的话呢，就需要使用MOS管来替换掉这个开关了。为了更加符合我们工程的实际使用习惯呢，我们需要把这张图稍微转换一下，就像如图2这样子。 图2 那这两张图是完全等价的，我们可以看到MOS管是有三个端口，也就是有三个引脚，分别是gate，drain和source。至于为啥这么叫并不重要，只要记住他们分别简称g、d、s就可以。 图3 我们把单片机的一个IO口接到这个MOS管的gate端口，就可以控制这个灯泡的亮灭了。当然别忘了供电。当这个单片机的IO口输出为高的时候，NMOS就等效为这个被闭合的开关，指示灯光就会被打开；那输出为低的时候呢，这个NMOS就等效为这个开关被松开了，那此时这个灯光就被关闭，是不很简单。 那如果我们不停的切换这个开关，那灯光就会闪烁。如果切换的这个速度再快一点，因为人眼的视觉暂留效应，灯光就不闪烁了。此时我们还能通过调节这个开关的时间来调光，这就是所谓的PWM波调光，以上就是MOS管最经典的用法，它实现了单片机的IO口控制一个功率器件。当然你完全可以把灯泡替换成其他的器件。器件比如说像水泵、 电机 、电磁铁这样的东西。 图4 PWM波调光 如何选择NMOS 明白了NMOS的用法之后呢，我们来看一下要如何选择一个合适的NMOS，也就是NMOS是如何选型的。 那对于一个初学者来说，有四个比较重要的参数需要来关注一下。第一个是封装，第二个是vgsth，第三个是Rdson上，第四个是Cgs。 封装比较简单，它指的就是一个MOS管这个外形和尺寸的种类也有很多。一般来说封装越大，它能承受的电流也就越大。为了搞明白另外三个参数呢，我们先要来介绍一下NMOS的等效模型。 图5 NMOS等效模型 MOS其实可以看成是一个由电压控制的 电阻 。这个电压指的是g、s两端的电压差，电阻指的是d、s之间的电阻。这个电阻的大小呢，它会随着g、s电压的变化而产生变化。当然它们不是线性对应的关系，实际的关系差不多像这样的，横坐标是g、s电压差。 图6 Rds与Vgs关系图 纵坐标是电阻的值，当g、s的电压小于一个特定值的时候呢，电阻基本上是无穷大的。然后这个电压值大于这个特定值的时候，电阻就接近于零，至于说等于这个值的时候会怎么样，我们先不用管这个临界的电压值，我们称之为vgsth，也就是打开MOS管需要的g、s电压，这是每一个MOS管的固有属性，我们可以在MOS管的数据手册里面找到它。 买电子元器件现货上唯样商城 图7 MOS管数据手册 显然vgsth一定要小于这个高电平的电压值，否则的话就没有办法被正常的打开。所以在你选择这个MOS管的时候，如果你的高电平是对应的5V，那么选3V左右的vgsth是比较合适的。太小的话会因为干扰而误触发，太大的话又打不开这个MOS管。 接下来我们再来看看NMOS的第二个重要参数Rdson，刚才有提到NMOS被完全打开的时候，它的电阻接近于零。但是无论多小，它总归是有一个电阻值的，这就是所谓的Rdson。它指的是NMOS被完全打开之后，d、s之间的电阻值。同样的你也可以在数据手册上找到它。这个电阻值当然是越小越好。越小的话呢，它分压分的少，而且发热也相对比较低。但实际情况一般Rdson越小，这个NMOS的价格就越高，而且一般对应的体积也会比较大。所以还是要量力而行，选择恰好合适。 最后说一下Cgs，这个是比较容易被忽视的一个参数，它指的是g跟s之间的寄生 电容 。所有的NMOS都有，这是一个制造工艺的问题，没有办法被避免。 那它会影响到NMOS打开速度，因为加载到gate端的电压，首先要给这个电容先充电，这就导致了g、s的电压并不能一下子到达给定的一个数值。 图8 它有一个爬升的过程。当然因为Cgs比较小，所以一般情况下我们感觉不到它的存在。但是当我们把这个时间刻度放大的时候，我们就可以发现这个上升的过程了。对于这个高速的PWM波控制场景是致命的。当PWM波的周期接近于这个爬升时间时，这个波形就会失真。一般来说Cgs大小和Rdson是成反比的关系。Rdson越小，Cgs就越大。所以大家要注意平衡他们之间的关系。 以上就是关于NMOS大家需要初步掌握的知识了。

MOSFET选得好，极性反接保护更可靠 当车辆电池因损坏而需要更换时，新电池极性接反的可能性很高。车辆中的许多电子控制单元 (ECU) 都连接到车辆电池，因而此类事件可能会导致大量 ECU 故障。 ISO（国际标准化组织）等汽车标准定义了电气电子设备的测试方法、电压水平、电磁辐射限值，以确保系统安全可靠地运行。与极性反接保护 (RPP) 相关的一种标准是 ISO 7637-2:2011，它复制了实际应用中的各种电压场景，系统需要承受此类电压以展示其能够防范故障的稳健性。这使得极性反接保护成为连接 电池 的 ECU/系统的一个关键组成部分，所有汽车制造商都需要。 本文将首先介绍 ISO 脉冲，通常使用此类脉冲来复制实际应用中可能出现的电压瞬变。然后将详细说明可以使用的几种保护技术，并指导读者选择外部 N 沟道 MOSFET ——它将提供 RPP 并帮助降低系统的功率损耗。最后，将基于电池电流推荐与理想的二极管控制器一起使用的 N 沟道 MOSFET 清单。 ISO 脉冲 为确保配备了 12 V 或 24 V 电气系统的乘用车和商用车上安装的设备与传导电瞬变兼容，国际标准 ISO 7637-2:2011 规定了测试方法和程序。有关详细信息，请参阅 ISO 7637-2:2011。 该标准定义了多种类型的测试脉冲来测试器件。以下是其中的几种测试脉冲。 ● 脉冲 1：感性负载的电源断开导致的瞬变。 ● 脉冲 2a：因线束的电感导致与 DUT（被测器件）并联的器件中的电流突然中断引起的瞬变。 ● 脉冲 3a 和 3b：由于开关过程而发生的瞬变。这些瞬变的特性受线束的分布 电容 和电感的影响。 这些测试脉冲具有不同的负电压和正电压电平，从而对 DUT 施加压力，看它能否承受。例如，通过图 1 所示的脉冲 3b 可以大致了解标准中定义的脉冲类型；每种脉冲都有自己的参数，如表 1 所示。脉冲 3b 模拟实际应用中的开关噪声，例如，继电器和开关触点抖动会产生短暂的突发高频脉冲。AND8228/D 详细讨论了电压瞬变和测试方法。 图 1. 测试脉冲 3b 表 1. 测试脉冲 3b 的参数 极性反接保护技术 下面讨论三种最常见的极性反接保护技术。 二极管 保护系统免受电池反接影响的最简单方法是使用二极管。如图 2 所示，二极管只有在其端子连接到正确的极性（即正偏）时才会传导电流。标准二极管的正向压降 V F 约为 0.7 V，但 肖特基二极管 的正向压降可低至 0.3 V。因此，大多数应用使用肖特基二极管以降低系统损耗。 图 2. 使用二极管的极性反接保护 图 3 显示了 NRVBSS24 NT 3G 肖特基二极管的典型压降。在结温 T J 为 25°C 时，如果二极管电流 (I DIODE ) 从 0.5 A 提高到 1.0 A（100% 增加），V F 将从 0.35 V 提高到 0.40 V（15% 增加）。 图 3. NRVBSS24NT3G 肖特基二极管的典型正向电压 MOSFET 二极管的一种替代方案是 MOSFET。当 MOSFET 导通时，漏源压降 V DS 取决于漏源 电阻 R DS, ON 和漏源电流 I D ：V DS = R DS,ON * I D 。与肖特基二极管相比，该压降一般要低得多。 P 沟道 MOSFET 与所有 MOSFET 一样，P 沟道 MOSFET 在源极和漏极之间有一个本征体二极管。当电池正确连接时，本征体二极管导通，直到 MOSFET 的沟道导通。要使 P 沟道 MOSFET 导通，栅极电压需要比源极电压低至少 V T （阈值电压）。当电池反接时，体二极管反偏，栅极和源极电压相同，因此 P 沟道 MOSFET 关断。使用一个额外的齐纳二极管来箝位 P 沟道 MOSFET 的栅极，在电压过高时提供保护。 图 4. 使用 P 沟道 MOSFET 提供极性反接保护 N 沟道 MOSFET 也可以使用 N 沟道 MOSFET 来提供极性反接保护。当电池正确连接时（源极连接到 V BAT ），要使 MOSFET 导通，栅源电压必须高于阈值电压 (V GS V TH )。鉴于源极连接到 V BAT ，故栅极电压需要比 V BAT 高至少 V T 。因此，使用一个专用 驱动器 来驱动 N 沟道 MOSFET 的栅极电压，使其高于源极电压，从而使 N 沟道 MOSFET 导通。当电池反接时，体二极管反偏（阳极电压低于阴极电压），驱动器被禁用（源极和栅极短路），N 沟道 MOSFET 关断。 图 5. 使用 N 沟道 MOSFET 提供极性反接保护 极性反接保护技术比较 表 2 总结了不同极性反接保护技术的优缺点。值得一提的是，P 沟道 MOSFET 的操作取决于空穴的迁移率，而 N 沟道 MOSFET 的操作取决于电子的迁移率。已知对于相同的漏极电流，电子的迁移率比空穴的迁移率高几乎 2.5 倍。因此，为实现相同的导通电阻，P 沟道 MOSFET 的芯片尺寸会比 N 沟道 MOSFET 更大，相应地成本也更高。这使得 N 沟道 MOSFET 比 P 沟道 MOSFET 更适合此类应用。 表 2. 不同保护技术的比较 MOSFET 选择 选择用于极性反接保护的 N 沟道 MOSFET 时，需要考虑多种参数。 ● MOSFET 的最大击穿电压 V DS,MAX ▸对于 12 V 板网（汽车），首选 V DS,MAX = 40 V ▸对于 24 V 板网（卡车），首选 V DS,MAX = 60V ● 最大工作结温 T J,MAX ▸对于汽车和卡车应用，鉴于环境恶劣，建议使用 175°C ● 栅极电平 ▸最好使用逻辑电平，而不要使用标准电平，因为对于相同栅源电压 V GS ，前者的 R DS,ON 更低 ● 封装 ▸通常使用带裸露焊盘的3.30×3.30mm（即 LFPAK33/WDFN8/μ8FL）和 5.00×6.00 mm（即 SO8-FL/LFPAK56）封装以优化功耗 ● 总栅极电荷 Q G,TOT ▸MOSFET 导通分为 3 个阶段 i. 当栅极电压 V GS 上升至平坦区域电压 V GP 时，电荷主要用于为输入电容 C ISS 充电。 ii. 当 V GS 处于平坦区域电压 V GP 时，电荷主要用于为反向传输电容（栅漏电容）C RSS 充电。 iii.当 V GS 从 V GP 上升至驱动器电源电压 V GDR 时，电荷用于进一步增强沟道。 ▸Q G,TOT 越低，MOSFET 导通所需的栅极电压和电流越小（即导通速度越快），反之亦然 ● 漏源电阻 R DS,ON ▸R DS,ON 的作用是限制器件的功耗。对于给定负载电流，R DS,ON 越大，功耗越高。更高功耗会导致 MOSFET 的 T J 升高。因此，为了获得最优性能，正确选择具有所需 R DS,ON 的器件很重要。 ▸在以下部分中，选择用于热评估的 MOSFET 的 R DS,ON 将使功耗保持在 500 mW 左右。 NCV68061 理想二极管控制器 NCV68061 和外部 N 沟道 MOSFET 的组合构成一个理想二极管：当施加正偏电压（阳极电压高于阴极电压）时，它充当一个理想导体；当施加反偏电压（阳极电压低于阴极电压）时，它充当一个理想绝缘体。NCV68061 是一款极性反接保护和理想二极管 N 沟道 MOSFET 控制器，旨在取代二极管，其损耗和正向电压更低。 NCV68061 的主要功能是根据源漏差分电压极性控制外部 N 沟道 MOSFET 的通断状态。根据漏极引脚连接，该器件可以配置为两种不同的应用模式。当漏极引脚连接到负载时，应用处于理想二极管模式，而当漏极引脚接地时，NCV68061 仅处于极性反接保护模式。在这两种模式下，控制器都会为外部 N 沟道 MOSFET 提供 11.4 V 的典型栅极电压。因此，以下部分的所有计算都使用 10 V V GS 时的 R DS,ON 。 NCV68061 已通过 ISO 7637-2:2011 测试，结果证明该器件非常稳健，能够承受电压应力。NCV68061 数据表显示了测试结果。 理想二极管应用 图 6 显示了 NCV68061 在理想二极管配置下的使用情况。在此配置中，不允许输入电压对大容量电容 Cbulk 放电。此配置有两种模式： ▸导通模式：在进入导通模式之前，源极电压低于漏极电压， 电荷泵 和 N 沟道 MOSFET 均被禁用。随着源极电压变得比漏极电压大，正向电流流过 N 沟道 MOSFET 的体二极管。一旦此正向压降超过源漏栅极充电电压阈值电平（典型值 140 mV），电荷泵就会开启，N 沟道 MOSFET 变成完全导通状态。 ▸反向电流阻断模式：当源极电压变得比漏极电压小时，反向电流最初流过 N 沟道 MOSFET 的导电沟道。此电流在 N 沟道 MOSFET 的导电沟道上产生一个与其 R DS,ON 成比例的压降。当此电压降至源漏栅极放电电压阈值（典型值 -10 mV）以下时，电荷泵被禁用，外部 N 沟道 MOSFET 由控制器的内部 P 沟道 MOSFET 关断。 图 6. NCV68061 理想二极管应用 图 7. NCV68061 极性反接保护应用 极性反接保护 如图 7 所示，通过将漏极引脚连接到 GND 电位，NCV68061 将不允许下降的输入电压将输出放电到 GND 电位以下，但允许输出跟随任何高于欠压锁定 (UVLO) 阈值的正输入电压。这意味着，下降的输入电压会将大容量电容 Cbulk 放电。 当源极电压高于 UVLO 阈值（典型值 3.3 V）时，源极/漏极和 UVLO 比较器使电荷泵能够向完全导通的外部 N 沟道 MOSFET 提供栅源电压。当源极电压低于 UVLO 阈值（典型值 3.2 V）时，电荷泵和 N 沟道 MOSFET 被禁用，所有负载电流流过 N 沟道 MOSFET 的体二极管。 测试设置 使用 NCV68061 的专用 测试板 来确定各种采用 3×3 和 5×6 封装且有不同 R DS,ON 的 MOSFET 的功耗和热性能，以帮助理解不同负载电流下用于理想二极管控制器的 MOSFET 选择。 电路图 图 8 显示了测试板的电路图。其设计方式支持测试SO-8FL/LFPAK4和μ8FL/LFPAK33封装的MOSFET。每个MOSFET电路都有一个跳线来使能/禁用NCV68061，以确保一次只有一个控制器处于活动状态。使用 3.3 V LDO NCV4294 为控制器的使能引脚 EN 供电。控制器将控制 N 沟道 MOSFET，使其像理想二极管一样工作，并阻止反向电流。 图 8. NCV68061 测试板的电路图 布局 该板是 4 层印刷电路板 (PCB)。输入和输出电流分布在顶层、第一内层和第二内层。跨多个层分布电流有助于减少损耗，并提高电路板的热性能。第二内层具有用于栅极信号和使能信号的走线。底层专用于 GND 平面。 图 9. 顶层 图 10. 第一内层 图 11. 第二内层 图 12. 底层 热测量 表 3. 接受评估的 MOSFET 表 3 显示了用于热评估的 N 沟道 MOSFET。选择具有不同 R DS,ON 的 MOSFET，将功耗限制在 500 mW 左右。MOSFET 顶部壳温测量在 24°C 环境温度下进行，以评估不同输出电流（6 A、8 A 和 10 A）下 MOSFET 的热性能。使用 SO-8FL/LFPAK4 (5 x 6) 和 μ8FL/LFPAK8 (3 × 3) 封装的 MOSFET 进行评估。对每个负载电流进行两次测量，一次使用 5 x 6 封装，另一次使用 3 x 3 封装。 图 13. 6 A、μ8FL 图 14. 6 A、SO-8FL 图 15. 8 A、μ8FL 图 16. 8 A、SO-8FL 图 17. 10 A、LFPAK8 图 18. 10 A、LFPAK4 有了从热测量获得的顶部壳温和计算出的功耗，便可使用公式 1 计算结温 T J 。 （公式1） T J = MOSFET 的结温 T CASE = 热像仪测得的封装顶部温度 P D = MOSFET 的功耗 R θJT = MOSFET 顶部外壳和结之间的热阻 图 19. MOSFET 的等效热阻 R θJT 的值不是固定的，它取决于热边界条件，如 PCB 布局、MOSFET 的散热系统（裸露焊盘等）和其他参数，因此数据表未提供此值。R θJT 是一个 < 1°C/W 的小数字，因为大部分热量会通过封装底部的裸露焊盘从结流向 PCB。因此，没有多少热量从结流向 MOSFET 顶部，可以认为 T J 和 T CASE 的温差不大。为了确定 T J ，本应用笔记假设 R θJT 为 1°C/W。 注意：1°C/W 对于 3 × 3 和 5 × 6 封装是一个非常保守的假设。其他封装会有不同的热阻。 估算结温 T J 买电子元器件现货上唯样商城 下面使用测得的 T CASE 和 MOSFET 的实际功耗来计算 T J 。下一步将根据数据表的规格进行理论计算，并将结果与使用实测数据进行的计算进行比较，以确认 T J 的理论计算和实际计算是否一致。所有计算均使用 μ8FL (3 × 3) 封装的 MOSFET NVTFS5C478NLWFTAG。 使用实测 T CASE 估算 T J 下面的计算使用从测量获得的值来估算 T J 。 ● 负载电流 I LOAD = I D = 6.0 A ● 输入电压 V in = 12.0 V ● 顶部外壳温度 T CASE = 47.3°C（从热测量获得） ● 10.0 V V GS 时的最大导通电阻 R DS,ON = 14.0 mΩ ● R θJT = 1.0°C/W（3 × 3 和 5 × 6 封装的假设值） （公式2） 使用公式 1， T J 的理论计算 使用基于数据表规格的理论计算来确定 T J 。假设损耗为 500 mW，使用公式 3 来确定器件的 T J 。 （公式3） ● MOSFET 的结温 T J ● MOSFET 工作环境温度 T A = 24.0°C ● MOSFET 的功耗 P D = 500.0 mW ● MOSFET 的结和环境之间的热阻 R θJA = 51.0°C/W（值来自数据表） （公式4） NVTFS5C478NLWFTAG 的 T J,MAX 为 175.0°C，因此有 125.5°C 的裕量。 估算的 T J 与理论计算值之差很小，为 1.7°C（49.5°C - 47.8°C）。在表 4 中，如以上计算所示，使用理论计算的 T J 和实测的 T CASE 、R θJT 、P D 来估算不同负载和封装下的 T J 。 表 4. 建议 MOSFET 的 T J 计算值与负载电流 ● 在 6 A 负载电流时，5 × 6 封装的 T J 裕量比 3 × 3 封装高约 5.8%。 ● 在 8 A 负载电流时，5 × 6 封装的裕量比 3 × 3 封装高约 1.6%。两款器件封装不同，但使用相同的芯片，因此 T J 没有太大区别。 ● 在 10 A 时，5 × 6 封装的裕量比 3 × 3 封装高约 4.3%。 ● 同样，除了一款 10 A MOSFET 有大约 5.4°C 的差异外，理论 T J 与估算值的差异并不显著。这表明，对于此特定测试设置，数据表中的 R θJA 是可靠的。 ● 从实际应用角度看，数据表中使用 2 oz. 铜焊盘和较大面积电路板测量 RθJA 似乎不太现实，但它与上面估算的 T J 差异很小，这表明 R θJA 与针对散热优化的 4 层测试板非常匹配。 ● 结果显示，由于封装较大 (5 × 6)，热量得到有效消散并分布到整个器件上，因此其裕量更好。从散热角度看，较大封装的器件适合负载电流较高的应用以及环境温度较高的应用。 估算最大环境温度 T A 前面的计算表明，数据表的 R θJA 与 NCV68061 测试板非常匹配，因此可以计算 MOSFET 工作的最大环境温度。 图 20 显示了 NVTFS5C478NLWFTAG 的 R DS,ON 相对于 T J 的变化。在 175°C 结温时，最大 R DS,ON 比 25°C 结温时高大约 1.85 倍。因此，最大 R DS,ON 为 1.85 × 14 mΩ = ~25.9 mΩ。 图 20. NVTFS5C478NLWFTAG 导通电阻随温度的变化 175°C 结温和 6 A 负载电流下的功耗如下： R θJA = 51.0°C/W，结和环境之间的温差可以计算如下： 温差 ΔT = 51.0°C/W × 932.4 mW = 47.5°C 最大 T A = T J - ΔT 最大 T A = 175.0°C - 47.5°C = 127.5°C 从上面的例子可知，MOSFET 可以在最大 127.5°C 的环境温度下工作。如果环境温度超出该计算值，则意味着 T J 已达到 175°C 以上。 MOSFET 芯片本身可以在高于 175°C 的温度下工作，但由于封装塑封料的限制，以及为了确保长期运行可靠性，MOSFET 数据表规定最大 T J 为 175°C。高于最大 T J 的温度将导致器件行为无法保证，而且这也意味着器件在规格范围之外运行。 表 5 显示了各种 MOSFET 在不同负载电流下的估算最大环境温度，考虑结温为 175°C。 表 5. 估算最大 TAMB 总结 极性反接保护电路是车辆中任何 ECU 的核心构建模块之一。本文讨论了几种极性反接保护技术，包括二极管、P 沟道 MOSFET 和 N 沟道 MOSFET。本文比较了所有这些技术，并重点指出了每种技术的优缺点。此外，本文提供了 MOSFET 选型指南以支持 MOSFET 选择过程，并且给出了一个推荐器件清单。负载电流从 6 A 到 10 A 的热测量表明，从散热角度看，5×6 封装表现良好，原因是其封装和芯片更大，R DS,ON 和功率损耗比 3×3 封装要低。另外，与较小的芯片相比，较大的芯片有助于更好地散热。尽管如此，表 3 显示 5×6 和 3×3 封装的最大 T J 的裕量差异并不显著。根据应用需求和所使用的散热系统，5×6 和 3×3 封装的 MOSFET 均可选用。 理论计算的和实际估算的结温 T J 没有显著差异，数据表中给出的 R θJA 是实际值，可用来在实际应用中执行热分析。使用上文所示的计算，R θJA 有助于计算 MOSFET 可运行的最大环境温度。

设计输入侧电源时的 问题 机械式继电器、 MOS FET继电器分别具有不同的特长。基于对MOS FET继电器所具小型及长寿命、静音动作等优势的需求，目前已经出现了所用机械式继电器向MOS FET继电器转化的趋势。 但是，由于机械式继电器与 MOS FET继电器在产品结构上完全不同，所以设计时需注意的要领也自然不同。 机械式继电器通过施加线圈电压进行驱动，而 MOS FET继电器则是电流驱动。采用不同于机械式继电器的结构，在投入电流时，输入侧的LED将会发光，输出侧的PDA(光电二极管阵列)根据受光量进行发电并施加电压来驱动MOS FET继电器。因此，驱动MOS FET继电器需要向LED投入多少电流成为设计上需要解决的课题。 LED的光量会因各种原因而发生变化。电流值越大，光量也就越强。此外，光量还会因长期使用所致老化而逐渐变弱。因此，要想长期使用，则需对经年老化时的发光量加以考量。此外，如果环境温度较高，驱动MOS FET所需的电压也会变高，所以需要比日常温度下更大的电流。 MOS FET继电器无法投入超出额定值的电流。如果未在设计上正确加入此些要素，则会导致设备故障。 在这种输入侧的电源设计上，应该存在各种令人烦恼的问题。 这是因为使用了 LED，所以在设计上需要考量的事项与机械式继电器时存在差异。 要领共有 2个。 1. 周围温度环境的影响 2. LED的经年老化 本次将 介绍 设计 MOS FET继电器输入侧电源时的电流值概念。 MOS FET继电器相关回顾 首先，我们来回顾一下 MOS FET继电器的结构和动作原理。 MOS FET继电器是一款组合了半导体单元(LED、PDA、MOS FET)、实现了继电器功能的部件。 如上所述， MOS FET继电器通过向输入侧投入电流使LED发光，然后通过PDA将该光变为电压来驱动作为输出单元的MOS FET执行动作。也就是说，需要设计向LED投入适用电流、使PDA可不断受光的输入侧电源。 LED的经年老化 , 对应输入侧电流值的计算公式α1 LED会伴随使用逐渐经年老化。输入侧的电流越高，老化速度越快，因此需设计解决此问题的输入侧电流值。此外，不同的MOS FET继电器商品所搭载的LED种类不同，且经年老化的速度也存在差异。 有些客户出于 “只要所选高电流在额定电流范围内就不会产生运行问题”的观念而在设计上选择了高电流值，这种情况下将会存在不足。输入侧的电流基本直接流入LED，从而导致LED老化且发光量下降。结果可能会造成MOS FET继电器无法正常运行，甚至还可能导致LED损坏而使MOS FET继电器无法运行。因此，要想确保正常运行且长期使用，则需在设计上采用合理光量使LED发光，并向输入侧投入合理的电流。 使用环境温度的考量 , 对应输入侧电流值的计算公式 α2 LED的老化速度还会因使用的环境温度条件而加速。使用的环境温度越高，老化速度越快，所以应基于这方面的考量设计输入侧的电流值。 其他考量事项 , 对应输入侧电流值的计算公式 α3 还有一点，内容并不仅限于我们的产品，同时也应基于对客户质量的考量而采用确保安全的设计。这一点也希望在输入侧的电流值设计上得到反映。 输入侧电流值的计算公式 基于上述 3点的考量，输入侧的电流值设计可能要求达到以下所示条件。 动作 LED正向电流设计值=IFT×α1×α2（×α3） IFT： 触发 LED 正向电流・・・以商品目录的最大额定值为基准。 α1： LED的经年变化率・・・根据产品型号(所用LED)而异。请参阅 α2： IFT的环境温度变化・・・基于商品目录的“触发LED正向电流-环境温度”图表。 α3： 安全系数・・・电源的差异及老化、其他。 例如： G3VM-61G3型，假设在最高85℃的环境温度下使用时， IFT： 0.2mA（最大额定值、25℃） α1： 基于 10万小时后80%(减少20%)的LED预测经年变化数据进行设定⇒ 1÷0.8=1.25（环境温度升高后将会加速变化，所以在85℃的环境温度下使用时，40℃时的数据所示变化率也会增大，IF条件10mA也显示在较低条件下使用时变化会变小。基于对该点的考量，本次设定为80%。） α2： 基于触发 LED正向电流-环境温度图表所示25℃和85℃环境温度的数值设定变化率⇒ 0.6mA÷0.2mA=3 动作 LED正向电流设计值=0.2mA×1.25×3（×α3）=约0.75mA（×α3）。 设计 LED输入电源时，请务必基于对环境温度影响、LED经年老化影响的考量进行设计。