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相信很多小伙伴都用过下面这个MOS管开关电路，但是有多少小伙伴了解在MOS管开关过程中，输入电压、输出电压和MOS管上的电流都是怎么变化的？特别是输出端有大负载电容时，最大浪涌电流能到多少呢？ 今天小编专门写一篇文章，通过理论结合仿真的方式给大家分析下~ 首先建立一个电路图：假定电源电压V5=12V，内阻Rs=10毫欧；MOS管的导通与关闭由$V_6$控制；负载设定为100mF电容+$12\Omega$电阻。 上升阶段 当控制信号输出高电平时，$V_6$电压会逐渐上升，当电压上升到三极管$Q_3$的门槛电压，三极管开始导通；按照Paul R. Gray著作 《Analysis and Design of Analog Integrated Circuits》 中推导，三极管集电极电流可写成： 式中：$I_S$为反向饱和电流；$V_T$为热电压，常温下约为26mV；$V_{be}$为三极管基极-发射极电压； 根据MOS管开关电路，MOS管栅源电压为： 栅源电压$V_{gs}$会随着$I_c$的增加逐渐变大，当$V_{gs}$达到MOS管的阈值电压$V_{gs{th}}$时，MOS管开始导通，漏极电流开始增加；此时输出电压$V_{out}$很小，所以$V_{sd}$接近于输入电压$V_{in}$，MOS管工作在恒流区，MOS管电流满足下式： 式中：$\mu_n$是电子迁移率；$C_{ox}$是单位面积栅极电容；$W$是沟道宽度；$L$是沟道长度；$V_{gs}$是栅极与源极之间的电压；$V_{gs_{th}}$是阈值电压。 随着三极管的基极电压升高，$I_c$成指数倍增加；同理$V_{gs}$也成指数倍增加，所以通过MOS管的电流会快速上升。 直到三极管进入饱和区，此时$V_{CE}\approx0V$，MOS管的栅源电压达到理论最大值$V_{gs_{max}}$，通过MOS管的电流也达到最大值$I_{max}$。 因为小编建立的仿真模型中，电源是有内阻的，所以实际上$V_{gs_{max}}$的值应为： 而$I_{max}R_s$正是MOS管开启造成的 电压跌落，若电压跌落过大，可能会导致其他电路工作异常 。 但很快小编就发现，因为$\mu_n$、$C_{ox}$、$W$、$L$参数的缺失，导致无法计算峰值浪涌电流$I_{max}$，那还有其他计算方式吗？ 答案是：有的，并且被小编找到了。 首先，找到MOS管的输出特性曲线图，可以轻松获得$V_{gs}=1.5V$或其他值时所对应的漏极饱和电流$I_{D_1}$； 然后代入到式(3)中(这里小编取$V_{GS}=-1.5V$，$I_{D_1}=7A$(预估值)，$V_{gs_{th}}=-0.55V$(规格书读取))： 计算出$K=7.76$ 最后再将计算出来的系数$K$代回式(3)、(4)，计算出$I_{max}=152.73A$，$V_{gs}=-5.24V$，基本接近仿真结果。 因为仿真模型中阈值电压等于-0.8V，所以上述计算过程中是以$V_{gs_{th}}=-0.8V$计算的。 推导出最大浪涌电流的计算公式，小编还想知道下上升过程总共用了多长时间？ 在三极管达到饱和状态前，$Q_3$一直工作在放大区，所以有： 式中：$\beta$为三极管的放大倍数；$I_S$为反向饱和电流；$V_T$为热电压，常温下约为26mV； 对于$V_6$控制信号，在上升沿10%~90%内，完全可以考虑成线性， 所以假设$V_6=at$，则： MOS管电流上升所用的时间其实就是栅源电压从$V_{gs_{th}}$(对应t1)上升到$V_{gs_{max}}$(对应t2)的时间，所以联合式(2)、(7)可得： 所以只要知道斜率a，就可以计算出电流上升过程的时间。 恒流阶段 当三极管$Q_3$饱和后，$V_{gs}=-\frac{R_9}{R_9+R_{10}}V_{in}$，若此时$V_{in}$恒定，则$V_{gs}$和漏极电流$I_D$也恒定；漏极电流$I_D$恒定，则$V_{in}$保持恒定，所以此时会出现一段恒流过程。 在此阶段，通过MOS管的电流会持续给负载电容充电，所以$V_{out}$会线性上升，$V_{ds}$会线性下降。 当$|V_{ds}| |V_{gs}-V_{gs_{th}}|$时，漏极电流将按照下式计算： 然后漏极电流$I_D$会随着$V_{ds}$的减小而逐渐减小；从而退出恒流阶段，进入电流下降阶段。 恒流阶段的总时长可以根据负载电容的充电来计算： 式中：$V_0$是进入恒流时的输出电压；$C$是负载电容的容值； 最终再结合上升阶段求解的$I_{max}$，可以计算出恒流阶段的时长： 当负载电容较大时，可近似地认为$V_0=0V$，采用仿真模型中的值，计算出$T=3.95ms$，还是比较接近于仿真模型。 小编认为，理论值与仿真值存在差异原因是：当$V_{ds}$接近于$V_{gs}-V_{gs_{th}}$时，通过MOS管的电流会减小(如下图黄框区域)，从而导致$V_{ds}$下降速率减缓，延长了时间；换句话说，就是 MOS管的电流公式过于理想，存在一些偏差 。 可能有的小伙伴也注意到了，小编在仿真电路中选取的负载电容非常大，这主要是为了让小伙伴们看到恒流阶段；其实在不同的MOS管或较小的负载电容的情况下，如果在$V_{gs}$达到最大之前就出现$V_{ds}=V_{gs}-V_{gs_{th}}$，那么就不会存在恒流阶段。 并且根据恒流区出现条件可以得出以下结论： 1. 负载电容越大，输出电压上升越慢，$V_{ds}$下降越慢，越容易出现恒流区； 2. 控制信号上升时间越短，$V_{gs}$上升越快，越容易出现恒流区； 3. $V_{gs_{max}}$越小，峰值浪涌电流越小，越容易出现恒流区； 其实在大多数电路中并不会出现恒流阶段，或者说根本不允许出现恒流阶段：这是AO6407的输出特性曲线图，我们可以看到当$V_{gs}=-2V$时，其恒流区电流已经超过15A；在$V_{gs}=-2.5V$时，更是超过25A；而根据其SOA图可知，AO6407所能承载的最大电流值为30A。 所以若MOS管开启过程真的存在恒流阶段，那么其$V_{gs}$不能超过2.5V，此时将很容易满足$V_{ds}=V_{gs}-V_{gs_{th}}$。 当不存在恒流阶段时，峰值浪涌电流又该如何计算呢？ 假设在T时刻达到$V_{ds}=V_{gs}-V_{gs_{th}}$，此时栅源电压为$V_{gs}'$，源漏电压为$V_{ds}'$，通过MOS管的电流为$I_{max}$，则： 当电流$I$上升较快时，可以认为电流$I$的上升斜率固定，此时有： 整理得： 令$X=\frac{1}{V_{ds}'}$，简化式(21)得： 求解得： 即： 公式较为复杂，这里通过实例举证来给各位小伙伴一个概念：假定$T=320us$、$C=10mF$，$K$、$V_5$、$R_s$仍然采用仿真电路中的参数，代入式(24)，求解出：$V_{ds}'=5.62V$，$I_{max}=245.3A$。 在上述公式推导过程中，针对$V_{out}$的求解，小编是采用积分的方式，然后等效成三角形面积；正常来讲，因为MOS管的非理想化，这种方式会有一些偏差； 但是巧合的是，如果以$I_{max}$来建立三角形，其实面积偏差很小；而且$V_{ds}'$代入式(17)计算出来的电流值也刚好是下降前的饱和电流值；所以最终用式(20)和式(13)计算出来的峰值浪涌电流其实很接近于实际值。 上述计算中$T$是通过仿真波形中读取的，在实际评估中可以再联立式(8)进行求解。 下降阶段 当$V_{ds} (V_{gs}-V_{gs_{th}})$，漏极电流$I_D$进入下降阶段，此时可认为MOS管工作在恒阻区； 在该阶段，电源$V_5$会通过内阻$R_s$和MOS管的导通电阻$R_{ON}$持续给负载电容充电，所以此阶段的时长可以根据电容充电公式计算： 式中：$R$为电源内阻$R_s$和MOS管导通电阻$R_{ON}$的和；$V_0$为此阶段电容两端电压的初始值；$V_1$为电容最终可充到或放到的电压值；$V_t$为t时刻电容两端的电压值。 另外，从恒流阶段与下降阶段的过渡点，小编又找到一个计算最大浪涌电流的公式，在过渡点上满足： 整理式(11)、（12）得： 用仿真模型中MOS管的导通电阻和阈值电压代入式(13)，计算出：$I_{max}=130.88A$，也接近于仿真结果；同样， 因为MOS管的非理想化，通过式(24)计算的电流值会比实际峰值浪涌电流偏低 。 结合式(12)和式(24)可简化恒流区的时长公式： 从式(25)、(26)可以看出，当降低$V_{gs_{max}}$时，峰值浪涌电流也会随着变小；但是恒流阶段的持续时间将会增加 。 总结 MOS管开启过程可以根据MOS管电流的变化分成三个阶段：上升阶段、恒流阶段和下降阶段； 但在实际电路中基本只有上升和下降两个阶段 。 判断是否会出现恒流阶段也比较简单，可以 先假设不出现，然后用式(20)计算出此时的$V_{ds_1}$，如果$|V_{ds_1}||V_{gs_{max}}-V_{gs_{th}}|$，则说明存在恒流阶段 ；式(20)如下： 式中：$K$为描述MOS管电流驱动能力的系数，可通过MOS管的输出特性曲线图求解；$V_5$为输入电压；$R_s$为输入电源内阻；$C$为负载电容；$T$为漏源电压从$V_5$降到$V_{ds_1}$的时长； 如果存在恒流阶段，MOS管峰值电流计算公式为： 式中：$K$为描述MOS管电流驱动能力的系数；$V_{gs_{max}}$为栅源电压最大值；$V_{gs_{th}}$为MOS管的阈值电压； 或者： 式中：$V_{gs_{max}}$为栅源电压最大值；$V_{gs_{th}}$为MOS管的阈值电压；$R_{ON}$为MOS管的导通电阻； 如果不存在恒流阶段，MOS管峰值电流计算公式为： 式中：$K$为描述MOS管电流驱动能力的系数； MOS管电流从零上升到峰值电流的总时间可用下式计算： 式中：$V_{gs}$为峰值电流所对应的栅源电压；$\beta$为三极管放大倍数；$V_{gs_{th}}$为MOS管的阈值电压；$R_{12}$为基极限流电阻；$R_9$为分压电路中的上电阻(栅源间)；$V_T$为热电压，常温下约为26mV；$a$为控制信号上升沿的斜率； 如果存在恒流阶段，其维持时间可用如下公式估算： 式中：$R_{10}$为分压电路中的下电阻(栅极与地之间)；$R_9$为分压电路中的上电阻(栅源间)；$V_{gs_{max}}$为栅源电压最大值；$V_{gs_{th}}$为MOS管的阈值电压；$C$为负载电容；$R_{ON}$为MOS管的导通电阻。 而下降阶段的总时长可用下式计算： 式中：$R$为电源内阻$R_s$和MOS管导通电阻$R_{ON}$的和；$V_0$为下降阶段开始时的输出电压，可用式(15)(有恒流阶段)或式(26)(无恒流阶段)计算；$V_1$为最终可充到的输出电压；$V_t$为$T$时刻的输出电压。 为了方便计算，小编将上述公式整理到Excel表格中，与仿真电路对比，结果虽有偏差(造成偏差的原因，小编在文中已经介绍过)，但经过小编多组数据验证，结果基本在同量级，用来评估电路特性，小编认为基本够用了~ 有需要的小伙伴可以关注微信公众号：龙猫讲电子，然后在后台回复： 工具 | MOS管开关电路峰值浪涌电流计算工具 本文所述观点仅为小编个人见解，在此抛砖引玉，若存在任何疏漏或错误之处，恳请各位读者不吝赐教。 声明： 本号对所有原创、转载文章的陈述与观点均保持中立，推送文章仅供读者学习和交流。文章、图片等版权归原作者享有，如有侵权，联系删除。

反激电源多路输出原理图如下： 重点讨论红色圈圈的RCD电路的调整，如何调整参数达到合理的数值。 R6=3.3K 1206封装,R31=3.3K 1206封装,C32=200V/100NF 1206封装，D8=ES1D，200V，1A，SMT封装。 机箱对充，满载200A，充放电（25℃）温升测试，发现RCD温升过高，温升数据如下： 充电温升数据如下， 放电温升数据如下, 用示波器实测C32=200V/100NF 1206封装的实际波形，未有起到有效吸收漏感造成的电压尖峰，下面的C32电压波形看到，电容的电压没有放完就进入下一个循环，在温度和波形的见证下，可见电容参数不合理。 决定调整RCD的参数，直到合理范围为止， 首先加大R6,R31的电阻，测试C32的波形如下，C32=22nF,R31=10K,R6=10K，同时监测了MOS管的Vds波形，观察一下电压尖峰的变化。 常温下测试的温度数据如下： 充电温升数据如下， 放电温升数据如下， 数据的整理分析，温度数据还是有些偏高，原理图预留了MOS管的放电回路，增加了驱动电阻R7=100Ω，给MOS管弄个放电回路，加速MOS管的关断，如图。 调整了RCD参数，C32=22nF,R31=3.3K,R6=3.3K，同时监测了MOS管的Vds波形，观察一下电压尖峰的变化，测试C32的波形如下， 没有加R7的波形如下，最大值Vds=72.4V， 有加R7的波形如下，最大值Vds=57.1V， 可见R7加不加，对Vds的电压尖峰影响很大，从而可以影响RCD的参数调整效果，最终确定RCD的参数C32=22nF,R31=3.3K,R6=3.3K，R7=100Ω，测试波形如下， 常温下，充放电的温度测试数据如下， 和起初的数据对比，明显优化了很多,MOS管从86.53，87.63优化到了64.88,64.62。 其他温升数据也优化不少，RCD的，还有控制IC的，副边二极管D33。

https://mbb.eet-china.com/download/313970.html 2SK1470（VBI1695）是一款N沟道MOS管，封装为SOT89。其产品参数为60V的工作电压，5A的电流承载能力，RDS(ON)为76mΩ@10V、88mΩ@4.5V时，20Vgs范围内。其阈值电压在1~3V之间。 这款2SK1470（VBI1695）适用于多个领域。在电源管理领域，它可以广泛应用于直流-直流转换器、稳压器和电源开关等模块中。在汽车电子领域，它可以用于汽车照明、电动车辆电源管理以及制动系统等模块。 此外，2SK1470（VBI1695）还适用于工业自动化领域，可以用于工业机器人、PLC和驱动器等模块中。在通信设备领域，它可以应用于通信基站、网络交换设备和无线路由器等模块。 综上所述，2SK1470（VBI1695）的应用领域包括电源管理、汽车电子、工业自动化和通信设备等。在这些领域中，对应需要使用2SK1470（VBI1695）的模块包括直流-直流转换器、汽车照明、工业机器人和通信基站等。

【干货】抛开教材，从实用的角度聊聊MOS管 我们把单片机的一个IO口接到这个MOS管的gate端口，就可以控制这个灯泡的亮灭了。当然别忘了供电。当这个单片机的IO口输出为高的时候，NMOS就等效为这个被闭合的开关，指示灯光就会被打开；那输出为低的时候呢，这个NMOS就等效为这个开关被松开了，那此时这个灯光就被关闭，是不很简单。 当说到MOS管的时候呢，你的脑子里可能是一团糨糊的。 DIAN CHAO 在大部分的教材里都会告诉你长长的一段话： MOS管全称金属氧化半导体场效应晶体管，英文名Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，属于绝缘栅极场效晶体管，以硅片为秤体，利用扩散工艺制作.......有N沟道和P沟道两个型。不仅如此，它还有两个兄弟，分别是结型场效应管以及晶体场效应管....... 面对这么大一段话，我不知道你有没有搞明白，反正我大学里是完全没有搞明白，学了一个学期就学了个寂寞。 那为什么这些教材要这么的反人类，他们难道就不能好好写说人话吗？ 我大概分析了一下，因为同一本教材他需要面对不同专业的学生，所以教材最重要的是严谨。和全面相比是不是通俗易懂就没有那么重要了。而且一般的教材也不会告诉你学了有什么用，这就导致了在学习中你很容易迷失在这些概念中，抓不到重点。 那本文呢，是根据自己的工作学习经历，抛开书本上这些教条的框架，从应用侧出发来给大家介绍一下MOS管里面最常见也是最容易使用的一种：增强型NMOS管，简称NMOS。当你熟悉了这个NMOS的使用之后呢，再回过头去看这个教材上的内容，我相信就会有不同的体会了。 NMOS的用法 首先来看这么一张简单的图（图1），我们可以用手去控制这个开关的开合，以此来控制这个灯光的亮灭。 图1 那如果我们想要用Arduino或者单片机去控制这个灯泡的话呢，就需要使用MOS管来替换掉这个开关了。为了更加符合我们工程的实际使用习惯呢，我们需要把这张图稍微转换一下，就像如图2这样子。 图2 那这两张图是完全等价的，我们可以看到MOS管是有三个端口，也就是有三个引脚，分别是gate，drain和source。至于为啥这么叫并不重要，只要记住他们分别简称g、d、s就可以。 图3 我们把单片机的一个IO口接到这个MOS管的gate端口，就可以控制这个灯泡的亮灭了。当然别忘了供电。当这个单片机的IO口输出为高的时候，NMOS就等效为这个被闭合的开关，指示灯光就会被打开；那输出为低的时候呢，这个NMOS就等效为这个开关被松开了，那此时这个灯光就被关闭，是不很简单。 那如果我们不停的切换这个开关，那灯光就会闪烁。如果切换的这个速度再快一点，因为人眼的视觉暂留效应，灯光就不闪烁了。此时我们还能通过调节这个开关的时间来调光，这就是所谓的PWM波调光，以上就是MOS管最经典的用法，它实现了单片机的IO口控制一个功率器件。当然你完全可以把灯泡替换成其他的器件。器件比如说像水泵、 电机 、电磁铁这样的东西。 图4 PWM波调光 如何选择NMOS 明白了NMOS的用法之后呢，我们来看一下要如何选择一个合适的NMOS，也就是NMOS是如何选型的。 那对于一个初学者来说，有四个比较重要的参数需要来关注一下。第一个是封装，第二个是vgsth，第三个是Rdson上，第四个是Cgs。 封装比较简单，它指的就是一个MOS管这个外形和尺寸的种类也有很多。一般来说封装越大，它能承受的电流也就越大。为了搞明白另外三个参数呢，我们先要来介绍一下NMOS的等效模型。 图5 NMOS等效模型 MOS其实可以看成是一个由电压控制的 电阻 。这个电压指的是g、s两端的电压差，电阻指的是d、s之间的电阻。这个电阻的大小呢，它会随着g、s电压的变化而产生变化。当然它们不是线性对应的关系，实际的关系差不多像这样的，横坐标是g、s电压差。 图6 Rds与Vgs关系图 纵坐标是电阻的值，当g、s的电压小于一个特定值的时候呢，电阻基本上是无穷大的。然后这个电压值大于这个特定值的时候，电阻就接近于零，至于说等于这个值的时候会怎么样，我们先不用管这个临界的电压值，我们称之为vgsth，也就是打开MOS管需要的g、s电压，这是每一个MOS管的固有属性，我们可以在MOS管的数据手册里面找到它。 买电子元器件现货上唯样商城 图7 MOS管数据手册 显然vgsth一定要小于这个高电平的电压值，否则的话就没有办法被正常的打开。所以在你选择这个MOS管的时候，如果你的高电平是对应的5V，那么选3V左右的vgsth是比较合适的。太小的话会因为干扰而误触发，太大的话又打不开这个MOS管。 接下来我们再来看看NMOS的第二个重要参数Rdson，刚才有提到NMOS被完全打开的时候，它的电阻接近于零。但是无论多小，它总归是有一个电阻值的，这就是所谓的Rdson。它指的是NMOS被完全打开之后，d、s之间的电阻值。同样的你也可以在数据手册上找到它。这个电阻值当然是越小越好。越小的话呢，它分压分的少，而且发热也相对比较低。但实际情况一般Rdson越小，这个NMOS的价格就越高，而且一般对应的体积也会比较大。所以还是要量力而行，选择恰好合适。 最后说一下Cgs，这个是比较容易被忽视的一个参数，它指的是g跟s之间的寄生 电容 。所有的NMOS都有，这是一个制造工艺的问题，没有办法被避免。 那它会影响到NMOS打开速度，因为加载到gate端的电压，首先要给这个电容先充电，这就导致了g、s的电压并不能一下子到达给定的一个数值。 图8 它有一个爬升的过程。当然因为Cgs比较小，所以一般情况下我们感觉不到它的存在。但是当我们把这个时间刻度放大的时候，我们就可以发现这个上升的过程了。对于这个高速的PWM波控制场景是致命的。当PWM波的周期接近于这个爬升时间时，这个波形就会失真。一般来说Cgs大小和Rdson是成反比的关系。Rdson越小，Cgs就越大。所以大家要注意平衡他们之间的关系。 以上就是关于NMOS大家需要初步掌握的知识了。

MOSFET选得好，极性反接保护更可靠 当车辆电池因损坏而需要更换时，新电池极性接反的可能性很高。车辆中的许多电子控制单元 (ECU) 都连接到车辆电池，因而此类事件可能会导致大量 ECU 故障。 ISO（国际标准化组织）等汽车标准定义了电气电子设备的测试方法、电压水平、电磁辐射限值，以确保系统安全可靠地运行。与极性反接保护 (RPP) 相关的一种标准是 ISO 7637-2:2011，它复制了实际应用中的各种电压场景，系统需要承受此类电压以展示其能够防范故障的稳健性。这使得极性反接保护成为连接 电池 的 ECU/系统的一个关键组成部分，所有汽车制造商都需要。 本文将首先介绍 ISO 脉冲，通常使用此类脉冲来复制实际应用中可能出现的电压瞬变。然后将详细说明可以使用的几种保护技术，并指导读者选择外部 N 沟道 MOSFET ——它将提供 RPP 并帮助降低系统的功率损耗。最后，将基于电池电流推荐与理想的二极管控制器一起使用的 N 沟道 MOSFET 清单。 ISO 脉冲 为确保配备了 12 V 或 24 V 电气系统的乘用车和商用车上安装的设备与传导电瞬变兼容，国际标准 ISO 7637-2:2011 规定了测试方法和程序。有关详细信息，请参阅 ISO 7637-2:2011。 该标准定义了多种类型的测试脉冲来测试器件。以下是其中的几种测试脉冲。 ● 脉冲 1：感性负载的电源断开导致的瞬变。 ● 脉冲 2a：因线束的电感导致与 DUT（被测器件）并联的器件中的电流突然中断引起的瞬变。 ● 脉冲 3a 和 3b：由于开关过程而发生的瞬变。这些瞬变的特性受线束的分布 电容 和电感的影响。 这些测试脉冲具有不同的负电压和正电压电平，从而对 DUT 施加压力，看它能否承受。例如，通过图 1 所示的脉冲 3b 可以大致了解标准中定义的脉冲类型；每种脉冲都有自己的参数，如表 1 所示。脉冲 3b 模拟实际应用中的开关噪声，例如，继电器和开关触点抖动会产生短暂的突发高频脉冲。AND8228/D 详细讨论了电压瞬变和测试方法。 图 1. 测试脉冲 3b 表 1. 测试脉冲 3b 的参数 极性反接保护技术 下面讨论三种最常见的极性反接保护技术。 二极管 保护系统免受电池反接影响的最简单方法是使用二极管。如图 2 所示，二极管只有在其端子连接到正确的极性（即正偏）时才会传导电流。标准二极管的正向压降 V F 约为 0.7 V，但 肖特基二极管 的正向压降可低至 0.3 V。因此，大多数应用使用肖特基二极管以降低系统损耗。 图 2. 使用二极管的极性反接保护 图 3 显示了 NRVBSS24 NT 3G 肖特基二极管的典型压降。在结温 T J 为 25°C 时，如果二极管电流 (I DIODE ) 从 0.5 A 提高到 1.0 A（100% 增加），V F 将从 0.35 V 提高到 0.40 V（15% 增加）。 图 3. NRVBSS24NT3G 肖特基二极管的典型正向电压 MOSFET 二极管的一种替代方案是 MOSFET。当 MOSFET 导通时，漏源压降 V DS 取决于漏源 电阻 R DS, ON 和漏源电流 I D ：V DS = R DS,ON * I D 。与肖特基二极管相比，该压降一般要低得多。 P 沟道 MOSFET 与所有 MOSFET 一样，P 沟道 MOSFET 在源极和漏极之间有一个本征体二极管。当电池正确连接时，本征体二极管导通，直到 MOSFET 的沟道导通。要使 P 沟道 MOSFET 导通，栅极电压需要比源极电压低至少 V T （阈值电压）。当电池反接时，体二极管反偏，栅极和源极电压相同，因此 P 沟道 MOSFET 关断。使用一个额外的齐纳二极管来箝位 P 沟道 MOSFET 的栅极，在电压过高时提供保护。 图 4. 使用 P 沟道 MOSFET 提供极性反接保护 N 沟道 MOSFET 也可以使用 N 沟道 MOSFET 来提供极性反接保护。当电池正确连接时（源极连接到 V BAT ），要使 MOSFET 导通，栅源电压必须高于阈值电压 (V GS V TH )。鉴于源极连接到 V BAT ，故栅极电压需要比 V BAT 高至少 V T 。因此，使用一个专用 驱动器 来驱动 N 沟道 MOSFET 的栅极电压，使其高于源极电压，从而使 N 沟道 MOSFET 导通。当电池反接时，体二极管反偏（阳极电压低于阴极电压），驱动器被禁用（源极和栅极短路），N 沟道 MOSFET 关断。 图 5. 使用 N 沟道 MOSFET 提供极性反接保护 极性反接保护技术比较 表 2 总结了不同极性反接保护技术的优缺点。值得一提的是，P 沟道 MOSFET 的操作取决于空穴的迁移率，而 N 沟道 MOSFET 的操作取决于电子的迁移率。已知对于相同的漏极电流，电子的迁移率比空穴的迁移率高几乎 2.5 倍。因此，为实现相同的导通电阻，P 沟道 MOSFET 的芯片尺寸会比 N 沟道 MOSFET 更大，相应地成本也更高。这使得 N 沟道 MOSFET 比 P 沟道 MOSFET 更适合此类应用。 表 2. 不同保护技术的比较 MOSFET 选择 选择用于极性反接保护的 N 沟道 MOSFET 时，需要考虑多种参数。 ● MOSFET 的最大击穿电压 V DS,MAX ▸对于 12 V 板网（汽车），首选 V DS,MAX = 40 V ▸对于 24 V 板网（卡车），首选 V DS,MAX = 60V ● 最大工作结温 T J,MAX ▸对于汽车和卡车应用，鉴于环境恶劣，建议使用 175°C ● 栅极电平 ▸最好使用逻辑电平，而不要使用标准电平，因为对于相同栅源电压 V GS ，前者的 R DS,ON 更低 ● 封装 ▸通常使用带裸露焊盘的3.30×3.30mm（即 LFPAK33/WDFN8/μ8FL）和 5.00×6.00 mm（即 SO8-FL/LFPAK56）封装以优化功耗 ● 总栅极电荷 Q G,TOT ▸MOSFET 导通分为 3 个阶段 i. 当栅极电压 V GS 上升至平坦区域电压 V GP 时，电荷主要用于为输入电容 C ISS 充电。 ii. 当 V GS 处于平坦区域电压 V GP 时，电荷主要用于为反向传输电容（栅漏电容）C RSS 充电。 iii.当 V GS 从 V GP 上升至驱动器电源电压 V GDR 时，电荷用于进一步增强沟道。 ▸Q G,TOT 越低，MOSFET 导通所需的栅极电压和电流越小（即导通速度越快），反之亦然 ● 漏源电阻 R DS,ON ▸R DS,ON 的作用是限制器件的功耗。对于给定负载电流，R DS,ON 越大，功耗越高。更高功耗会导致 MOSFET 的 T J 升高。因此，为了获得最优性能，正确选择具有所需 R DS,ON 的器件很重要。 ▸在以下部分中，选择用于热评估的 MOSFET 的 R DS,ON 将使功耗保持在 500 mW 左右。 NCV68061 理想二极管控制器 NCV68061 和外部 N 沟道 MOSFET 的组合构成一个理想二极管：当施加正偏电压（阳极电压高于阴极电压）时，它充当一个理想导体；当施加反偏电压（阳极电压低于阴极电压）时，它充当一个理想绝缘体。NCV68061 是一款极性反接保护和理想二极管 N 沟道 MOSFET 控制器，旨在取代二极管，其损耗和正向电压更低。 NCV68061 的主要功能是根据源漏差分电压极性控制外部 N 沟道 MOSFET 的通断状态。根据漏极引脚连接，该器件可以配置为两种不同的应用模式。当漏极引脚连接到负载时，应用处于理想二极管模式，而当漏极引脚接地时，NCV68061 仅处于极性反接保护模式。在这两种模式下，控制器都会为外部 N 沟道 MOSFET 提供 11.4 V 的典型栅极电压。因此，以下部分的所有计算都使用 10 V V GS 时的 R DS,ON 。 NCV68061 已通过 ISO 7637-2:2011 测试，结果证明该器件非常稳健，能够承受电压应力。NCV68061 数据表显示了测试结果。 理想二极管应用 图 6 显示了 NCV68061 在理想二极管配置下的使用情况。在此配置中，不允许输入电压对大容量电容 Cbulk 放电。此配置有两种模式： ▸导通模式：在进入导通模式之前，源极电压低于漏极电压， 电荷泵 和 N 沟道 MOSFET 均被禁用。随着源极电压变得比漏极电压大，正向电流流过 N 沟道 MOSFET 的体二极管。一旦此正向压降超过源漏栅极充电电压阈值电平（典型值 140 mV），电荷泵就会开启，N 沟道 MOSFET 变成完全导通状态。 ▸反向电流阻断模式：当源极电压变得比漏极电压小时，反向电流最初流过 N 沟道 MOSFET 的导电沟道。此电流在 N 沟道 MOSFET 的导电沟道上产生一个与其 R DS,ON 成比例的压降。当此电压降至源漏栅极放电电压阈值（典型值 -10 mV）以下时，电荷泵被禁用，外部 N 沟道 MOSFET 由控制器的内部 P 沟道 MOSFET 关断。 图 6. NCV68061 理想二极管应用 图 7. NCV68061 极性反接保护应用 极性反接保护 如图 7 所示，通过将漏极引脚连接到 GND 电位，NCV68061 将不允许下降的输入电压将输出放电到 GND 电位以下，但允许输出跟随任何高于欠压锁定 (UVLO) 阈值的正输入电压。这意味着，下降的输入电压会将大容量电容 Cbulk 放电。 当源极电压高于 UVLO 阈值（典型值 3.3 V）时，源极/漏极和 UVLO 比较器使电荷泵能够向完全导通的外部 N 沟道 MOSFET 提供栅源电压。当源极电压低于 UVLO 阈值（典型值 3.2 V）时，电荷泵和 N 沟道 MOSFET 被禁用，所有负载电流流过 N 沟道 MOSFET 的体二极管。 测试设置 使用 NCV68061 的专用 测试板 来确定各种采用 3×3 和 5×6 封装且有不同 R DS,ON 的 MOSFET 的功耗和热性能，以帮助理解不同负载电流下用于理想二极管控制器的 MOSFET 选择。 电路图 图 8 显示了测试板的电路图。其设计方式支持测试SO-8FL/LFPAK4和μ8FL/LFPAK33封装的MOSFET。每个MOSFET电路都有一个跳线来使能/禁用NCV68061，以确保一次只有一个控制器处于活动状态。使用 3.3 V LDO NCV4294 为控制器的使能引脚 EN 供电。控制器将控制 N 沟道 MOSFET，使其像理想二极管一样工作，并阻止反向电流。 图 8. NCV68061 测试板的电路图 布局 该板是 4 层印刷电路板 (PCB)。输入和输出电流分布在顶层、第一内层和第二内层。跨多个层分布电流有助于减少损耗，并提高电路板的热性能。第二内层具有用于栅极信号和使能信号的走线。底层专用于 GND 平面。 图 9. 顶层 图 10. 第一内层 图 11. 第二内层 图 12. 底层 热测量 表 3. 接受评估的 MOSFET 表 3 显示了用于热评估的 N 沟道 MOSFET。选择具有不同 R DS,ON 的 MOSFET，将功耗限制在 500 mW 左右。MOSFET 顶部壳温测量在 24°C 环境温度下进行，以评估不同输出电流（6 A、8 A 和 10 A）下 MOSFET 的热性能。使用 SO-8FL/LFPAK4 (5 x 6) 和 μ8FL/LFPAK8 (3 × 3) 封装的 MOSFET 进行评估。对每个负载电流进行两次测量，一次使用 5 x 6 封装，另一次使用 3 x 3 封装。 图 13. 6 A、μ8FL 图 14. 6 A、SO-8FL 图 15. 8 A、μ8FL 图 16. 8 A、SO-8FL 图 17. 10 A、LFPAK8 图 18. 10 A、LFPAK4 有了从热测量获得的顶部壳温和计算出的功耗，便可使用公式 1 计算结温 T J 。 （公式1） T J = MOSFET 的结温 T CASE = 热像仪测得的封装顶部温度 P D = MOSFET 的功耗 R θJT = MOSFET 顶部外壳和结之间的热阻 图 19. MOSFET 的等效热阻 R θJT 的值不是固定的，它取决于热边界条件，如 PCB 布局、MOSFET 的散热系统（裸露焊盘等）和其他参数，因此数据表未提供此值。R θJT 是一个 < 1°C/W 的小数字，因为大部分热量会通过封装底部的裸露焊盘从结流向 PCB。因此，没有多少热量从结流向 MOSFET 顶部，可以认为 T J 和 T CASE 的温差不大。为了确定 T J ，本应用笔记假设 R θJT 为 1°C/W。 注意：1°C/W 对于 3 × 3 和 5 × 6 封装是一个非常保守的假设。其他封装会有不同的热阻。 估算结温 T J 买电子元器件现货上唯样商城 下面使用测得的 T CASE 和 MOSFET 的实际功耗来计算 T J 。下一步将根据数据表的规格进行理论计算，并将结果与使用实测数据进行的计算进行比较，以确认 T J 的理论计算和实际计算是否一致。所有计算均使用 μ8FL (3 × 3) 封装的 MOSFET NVTFS5C478NLWFTAG。 使用实测 T CASE 估算 T J 下面的计算使用从测量获得的值来估算 T J 。 ● 负载电流 I LOAD = I D = 6.0 A ● 输入电压 V in = 12.0 V ● 顶部外壳温度 T CASE = 47.3°C（从热测量获得） ● 10.0 V V GS 时的最大导通电阻 R DS,ON = 14.0 mΩ ● R θJT = 1.0°C/W（3 × 3 和 5 × 6 封装的假设值） （公式2） 使用公式 1， T J 的理论计算 使用基于数据表规格的理论计算来确定 T J 。假设损耗为 500 mW，使用公式 3 来确定器件的 T J 。 （公式3） ● MOSFET 的结温 T J ● MOSFET 工作环境温度 T A = 24.0°C ● MOSFET 的功耗 P D = 500.0 mW ● MOSFET 的结和环境之间的热阻 R θJA = 51.0°C/W（值来自数据表） （公式4） NVTFS5C478NLWFTAG 的 T J,MAX 为 175.0°C，因此有 125.5°C 的裕量。 估算的 T J 与理论计算值之差很小，为 1.7°C（49.5°C - 47.8°C）。在表 4 中，如以上计算所示，使用理论计算的 T J 和实测的 T CASE 、R θJT 、P D 来估算不同负载和封装下的 T J 。 表 4. 建议 MOSFET 的 T J 计算值与负载电流 ● 在 6 A 负载电流时，5 × 6 封装的 T J 裕量比 3 × 3 封装高约 5.8%。 ● 在 8 A 负载电流时，5 × 6 封装的裕量比 3 × 3 封装高约 1.6%。两款器件封装不同，但使用相同的芯片，因此 T J 没有太大区别。 ● 在 10 A 时，5 × 6 封装的裕量比 3 × 3 封装高约 4.3%。 ● 同样，除了一款 10 A MOSFET 有大约 5.4°C 的差异外，理论 T J 与估算值的差异并不显著。这表明，对于此特定测试设置，数据表中的 R θJA 是可靠的。 ● 从实际应用角度看，数据表中使用 2 oz. 铜焊盘和较大面积电路板测量 RθJA 似乎不太现实，但它与上面估算的 T J 差异很小，这表明 R θJA 与针对散热优化的 4 层测试板非常匹配。 ● 结果显示，由于封装较大 (5 × 6)，热量得到有效消散并分布到整个器件上，因此其裕量更好。从散热角度看，较大封装的器件适合负载电流较高的应用以及环境温度较高的应用。 估算最大环境温度 T A 前面的计算表明，数据表的 R θJA 与 NCV68061 测试板非常匹配，因此可以计算 MOSFET 工作的最大环境温度。 图 20 显示了 NVTFS5C478NLWFTAG 的 R DS,ON 相对于 T J 的变化。在 175°C 结温时，最大 R DS,ON 比 25°C 结温时高大约 1.85 倍。因此，最大 R DS,ON 为 1.85 × 14 mΩ = ~25.9 mΩ。 图 20. NVTFS5C478NLWFTAG 导通电阻随温度的变化 175°C 结温和 6 A 负载电流下的功耗如下： R θJA = 51.0°C/W，结和环境之间的温差可以计算如下： 温差 ΔT = 51.0°C/W × 932.4 mW = 47.5°C 最大 T A = T J - ΔT 最大 T A = 175.0°C - 47.5°C = 127.5°C 从上面的例子可知，MOSFET 可以在最大 127.5°C 的环境温度下工作。如果环境温度超出该计算值，则意味着 T J 已达到 175°C 以上。 MOSFET 芯片本身可以在高于 175°C 的温度下工作，但由于封装塑封料的限制，以及为了确保长期运行可靠性，MOSFET 数据表规定最大 T J 为 175°C。高于最大 T J 的温度将导致器件行为无法保证，而且这也意味着器件在规格范围之外运行。 表 5 显示了各种 MOSFET 在不同负载电流下的估算最大环境温度，考虑结温为 175°C。 表 5. 估算最大 TAMB 总结 极性反接保护电路是车辆中任何 ECU 的核心构建模块之一。本文讨论了几种极性反接保护技术，包括二极管、P 沟道 MOSFET 和 N 沟道 MOSFET。本文比较了所有这些技术，并重点指出了每种技术的优缺点。此外，本文提供了 MOSFET 选型指南以支持 MOSFET 选择过程，并且给出了一个推荐器件清单。负载电流从 6 A 到 10 A 的热测量表明，从散热角度看，5×6 封装表现良好，原因是其封装和芯片更大，R DS,ON 和功率损耗比 3×3 封装要低。另外，与较小的芯片相比，较大的芯片有助于更好地散热。尽管如此，表 3 显示 5×6 和 3×3 封装的最大 T J 的裕量差异并不显著。根据应用需求和所使用的散热系统，5×6 和 3×3 封装的 MOSFET 均可选用。 理论计算的和实际估算的结温 T J 没有显著差异，数据表中给出的 R θJA 是实际值，可用来在实际应用中执行热分析。使用上文所示的计算，R θJA 有助于计算 MOSFET 可运行的最大环境温度。