????一、前言

传统离线功率转换器采用二极管-电容整流器前端时，其输入电流波形存在严重失真且谐波含量较高。这类转换器的功率因数通常低于0.65，因此既不符合国际电工委员会（IEC）1000-3-2标准定义的欧洲线路电流谐波法规，也无法满足日本对应的输入谐波电流规范要求。为达到这些标准，必须对离线电源实施输入功率因数校正（PFC）。

目前业界已开发出多种无源和有源PFC技术。尽管在低功率、成本敏感型应用中，无源技术可能成为优先选择，但得益于更优越的性能表现，有源PFC技术已在多数应用场景中占据主导地位。

有源功率因数校正（PFC）变换器可通过两级或单级方法实现。其中，两级方法最为常见，其前端采用有源PFC级强制线电流跟踪线电压波形，同时在输出端生成弱调节的高压直流母线，该母线作为后续严格稳压的DC/DC变换级的输入。尽管两级方案在高功率场景中具有成本效益，但其额外增加的PFC功率级和控制电路在低功率应用中会显著降低性价比。

为应对这一问题，可将有源PFC输入级与隔离式DC/DC输出级集成，形成单级方案。近年来已涌现出多种有源单级PFC技术，这类方法通过省去PFC专用开关器件和控制器降低成本。但与两级方案不同，单级PFC变换器中储能电容的直流电压无法被调节，当输入电压在90-265 Vac范围内波动时，该电压会随负载和输入条件变化，导致元件耐压要求提升、体积和成本增加，同时整体效率下降。

基于上述背景，本文针对连续模式（CCM）单级PFC变换器与连续模式升压两级PFC变换器展开详细对比研究，系统阐述两种方案的性能优势及技术局限性。

????二、两种功率因数校正（PFC）方法的综述

2.1 两级拓扑

两级式功率因数校正（PFC）变换器的典型结构如图1所示。该架构由两个独立功率级构成：前级PFC级通常采用升压型、降压-升压型或反激式变换器拓扑。在升压型前级方案中，升压电感、开关管及整流二极管组成的电路通过PFC控制器实现电网电压波形检测，迫使输入电流波形跟踪电网电压，从而达到单位输入功率因数的目标。

由于储能电容CB的电压VB采用弱调节控制策略，其直流母线电压会呈现小幅二次谐波波动。在90Vac至265Vac的宽输入电压范围内，母线电压VB可稳定维持在约380Vdc水平。较高的VB电压具有双重优势：其一，在满足系统保持时间要求的前提下，可显著降低储能电容的容值需求；其二，经优化设计的DC/DC输出级在小范围波动的VB电压下能实现更高效率。

隔离式DC/DC输出级包含至少一个开关管，由独立的PWM控制器实施精准闭环控制，确保输出电压的严格稳压性能。这种分层控制结构通过前级PFC实现功率因数提升，后级DC/DC完成精确电压调整，共同构成完整的功率转换解决方案。

图1. 两级式功率因数校正变换器的概念结构

图2(a)呈现了双级PFC转换器的输入电流与电压波形特性，图2(b)则展示了前端PFC级及DC/DC输出级在整流线路周期内的占空比动态变化。由于DC/DC转换器的输入电压和输出电压均保持恒定，其占空比（标记为ddc/dc）在运行过程中维持稳定状态，这一特征清晰体现在图2(b)的占空比曲线中。

图3展示了由前端级CCM升压PFC转换器和DC/DC输出级正激转换器组成的两阶段PFC转换器的电路图。

图3. 带正向输出级的CCM升压PFC前端

2.1 单级拓扑

图4呈现了单级PFC转换器的拓扑结构。相较于两级架构，该方案通过单个开关器件及集成控制器同步实现输入电流波形整形与输出电压调节，其中控制器专门负责输出电压的快速闭环调节。当转换器处于稳态工作状态时，开关占空比在整个线路周期内维持近似恒定的工作模式。在此控制策略下，升压电感凭借其固有特性实现输入电流的自然功率因数校正。尽管单级PFC方案在输入电流谐波抑制效果上逊于两级架构，但其实际表现仍可完全满足IEC 1000-3-2标准的技术要求。

图4. 单级PFC变换器的概念结构

通常，所有功率因数校正（PFC）变换器的输入功率在一个周期内呈现脉动特性，而输出功率保持恒定。这种能量不平衡性决定了PFC电路中必须配置储能电容器。在单级PFC变换器中，由于控制器直接调节输出电压而非储能电容电压VB，导致VB不再维持恒定值。研究表明，在通用的电压输入（90Vac-265Vac）条件下，单级PFC的VB电压呈现宽范围变化特征：低AC输入电压时约130V，高AC输入电压时可超过400V。这种宽电压波动不仅降低转换效率，还迫使储能电容器必须同时满足大容量（满足保持时间要求）和高耐压（>400Vdc）的设计需求。由于电解电容器的成本与尺寸随电容值增大而上升，导致单级结构在节省开关器件和控制电路成本的同时，却因电容器规格升级产生了新的成本矛盾。因此，在需要保持时间功能的AC输入电压应用中，单级PFC方案可能无法体现相对于两级结构的成本优势。

根据输入电感电流的连续性，单级PFC变换器可分为断续模式（DCM）和连续模式（CCM）两类。DCM方案虽具有结构简单、成本较低的特点，但因其电流纹波较大，需配置更大尺寸的输入EMI滤波器，且开关器件的电流应力较高导致效率下降，故主要适用于低功率场景。本文重点针对CCM单级PFC变换器展开分析。

图5展示了采用正激输出的CCM单级PFC变换器拓扑。该电路通过增设电感L1实现连续电流模式运行，并集成有源箝位（ACL）复位电路。有源箝位技术通过限制开关最大占空比，可有效降低储能电容电压VB的最小值。

图5. 带正向输出的CCM单级PFC变换器

图6显示了单级PFC电路的典型输入电压和电流波形。虽然输入电流不是正弦波，但它满足IEC 1000-3-2 PFC要求。在单开关PFC转换器中，开关的占空比在一个AC周期内是恒定的。

图6. 单级PFC变换器的波形：(a) 整流输入电压和电流；(b) 集成开关S的占空比

????三、两种功率因数校正的比较

两级和单级PFC的比较是在以下假设下进行的：

A、AC输入电压为90Vac-265Vac。

B、输出电压为5Vdc，输出功率水平分别为50W、100W、200W、300W和400W。

C、保持时间一样。

D、假设PFC开关和dc/dc电源级中的开关的开关频率均为100kHz。同时，假设所有开关均使用高频MOSFET器件。

E、在两级PFC变换器中，假设PFC的效率η为0.9，而dc/dc级的效率η为0.8，总体效率η约为0.72。对于单级PFC变换器，假设总体效率η约为0.7。

F、在两级PFC变换器中，储能电容器的电压被调节至400Vdc。对于AC电压从90 Vac变化到265 Vac的情况，单级PFC的储能电容器电压在130 - 400Vdc范围内。

3.1、主电容的比较

在两级PFC架构中，当母线电压VB(90)被调节至400V且设定最低工作电压VB(min)=300V时，电解电容的选型需求显著降低。以输出功率Po(max)=100W、保持时间thold=10ms的工况为例，经计算所需电容CB仅需37.8μF。相比之下，单级PFC架构的母线电压在90Vac输入时通常自然跌落至约130V，且缺乏主动电压调节机制。若设定其VB(min)=90V，为满足相同保持时间要求，CB必须增大至284μF，相当于两级方案的7倍。图7明确展示了两种架构在100W输出功率下，CB与thold的对应关系曲线，单级PFC的电容需求始终呈现数量级优势。

图7. 储能电容CB与Po = 100W时的保持时间的关系

进一步对比发现（图8(a)(b)），当电容器额定电压统一设定为450Vdc时：在任意输出功率等级下，单级PFC所需的CB值均显著高于两级架构。此外，两种架构的电容需求均与保持时间呈现正相关特性——保持时间延长时，CB值同步增加。这种特性在单级PFC中表现尤为突出，其电容曲线的斜率始终大于两级架构。

图8. 储能电容尺寸CB与不同保持时间thold要求下的输出功率PO的关系：(a) 两级PFC；(b) 单级PFC

3.2 半导体的比较

在两级PFC变换器结构中，PFC电路和DC/DC变换器各自拥有独立开关：前者负责处理功率因数校正电流，后者承担DC/DC转换电流。而单级PFC变换器通过将两个开关整合为单个器件，虽然精简了硬件结构，但该复合开关需同时承受PFC电路和DC/DC变换器的叠加电流应力，导致器件工作电流显著增大。更值得注意的是，当输入线电压处于低值时，单级结构中的储能电容工作电压较两级架构明显降低，在维持相同输出功率条件下，这种电压降幅会直接推高开关器件的工作电流值。由于开关器件的电流承载能力直接影响其选型尺寸，且电流幅值与开关损耗呈正相关关系，因此单级PFC方案在系统效率和器件成本方面面临更大挑战。

通常，两级PFC变换器中PFC开关的均方根电流由公式(3)给出。

正向dc/dc变换器的开关电流IS2可由公式(4)计算得出。

其中,N是正向变压器的匝数比，DFWD是占空比。

在单级功率因数校正（PFC）变换器中，由于输入电流呈现非理想波形特征，无法通过解析方程建立闭环数学描述。因此，其开关器件的均方根电流I S(rms)无法直接理论推导，需通过仿真手段才能准确提取。

图9对比了两级PFC变换器与单级PFC变换器的额定电流特性。数据显示，单级架构中开关均方根电流值超过两级系统中两个开关电流的算术总和，因此在实际应用中需选用更大电流容量的开关器件。特别需要指出的是，为实现等效系统效率，单级PFC方案中功率半导体器件的芯片面积需求较两级架构显著增加。

图9. 开关均方根电流与输出功率的关系

图10展示了升压整流器在不同功率工况下的平均电流特性对比。测试数据表明，单级PFC变换器的整流器电流在不同功率等级下均显著高于两级架构。具体而言，两者的整流器电压应力均稳定在400Vdc，与输出电压VO保持等电位状态。

图10. 升压整流器平均电流与输出功率的关系

图11展示了正向输出整流器平均电流随输出功率变化的特性曲线。测试数据明确显示，单级PFC变换器的输出整流器工作电流明显超出两级架构的对应值。特别值得注意的是，单级拓扑中输出整流器的电压应力显著高于两级方案：在5V输出场景下，其次级侧整流器承受的反向电压高达35V，而两级架构中同参数仅为12V。这种反向电压的显著提升直接导致单级架构中输出整流器的功率损耗较两级方案更为突出。

图11. 输出整流器平均电流与输出功率的关系

综上所述，单级PFC变换器虽通过精简PFC开关数量简化了硬件结构，但其开关器件与整流器的电流应力全面高于两级架构。这种电流承载能力的提升不仅直接推高功率器件的选型成本，更因损耗增加导致系统能效降低，最终在整体方案的经济性和效率层面形成显著制约。

3.3 电感器的比较

A)、PFC电感

在两级PFC变换器设计中，PFC电感的参数选取严格受限于最大纹波电流与占空比约束条件。相比之下，单级PFC的设计范式存在本质差异：其电感电流纹波指标退居次要地位，母线电压应力、功率因数特性及系统能效等核心参数成为首要设计目标。为开展等效对比研究，特别设定两种拓扑的PFC电感参数完全一致。然而实验数据显示，尽管电感量值相同，单级架构的PFC电感峰值电流仍明显超出两级方案。图12的实测波形清晰揭示了这一动态特性差异——单级PFC变换器的电感峰值电流始终高于两级拓扑。

图12.  输入电感峰值电流与输出功率的关系

B). 输出滤波电感额定值

在输出滤波电感的等效对比研究中，设定两级与单级架构的电感电流纹波保持相同，即确保两种拓扑中输出电感的峰值电流处于同一水平。然而，单级PFC变换器因储能电容电压VB存在宽范围波动特性，其占空比需动态跟随输入电压调整。该动态调节机制直接导致图13所示的量化指标：单级架构所需输出滤波电感量值显著大于两级方案。

图13. 输出滤波电感与输出功率

基于额定功率100W、保持时间10ms的技术参数设定，表1系统性归纳了单级与两级PFC变换器的核心参数对比结果。

表1

????四、写在最后

A、在通用输入电压应用场景下，单级PFC变换器的储能电容电压波动范围较宽，与两级结构相比，该特性导致其需采用更高额定参数的功率器件。

B、单级PFC转换器的整体损耗水平通常高于两级结构，因此其电路效率往往相较于两级PFC拓扑呈现较低特性

C、单级PFC变换器通过省略PFC级独立开关管及其控制电路实现元件精简。然而，该结构需采用更高规格的功率器件，在低功率应用场景（<100瓦）中，因器件参数差异对成本影响较小，单级方案仍具备竞争力。此时其综合成本可能低于两级架构。但当功率等级提升至较高范围时，两级PFC拓扑在成本与性能平衡方面显现显著优势。