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设计分享：用ADUX1020评价板搞一个手势传感器
在这里我们用ADUX1020的评价板,实际试着运行一下。从测试板的准备到与PC的连接确认需要准备以下3项。ADUX1020评价板（ADUX1020-EVAL-SDP）评估软件（Rev. 1.5.1） （可从此网页下载: )Windo...
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峰值电压检测电路
自然界的物理量（位移、速度、加速度、流量、压力等）可通过传感器转换成电压信号（或电流信号），有时我们必须给电压信号设定一个极限，使控制过程不至因为超限而导致安全事故或系统输出饱和失效。设计一个检测峰值电压的电路（本篇任务），以此峰值信号作为“压制”输入峰值的控制系统的负反馈信号。峰值检测及保持如下图虚线所示：
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为什么要在反馈电阻上并联一个反馈电容
这是一个同相比例运算放大电路， Rf是反馈电阻。 有的电路还会在反馈电阻上并联一个小电容，一般在几pF到几十pF。关注公众号：硬件笔记本 那么这个电容有什么作用呢？其实这个电容是一个相位补偿电容，防止运放自激振荡的。另外这个电容也有抑制高频噪声的作用。 运放负反馈电路产生自激振荡的幅值条件是，环路放大倍数倍数|AF|>1， 相位条件是放大路径和反馈路径的相位和等于(2n+1)Π。 这个振荡条件的本质就是负反馈由于一些原因变成了正反馈，即使没有输入信号也会有稳定的信号输出，也就是产生了自激振荡。 首先我们来看一下这个RC电路。 它的增益频率曲线是这个， 相位频率曲线是这个，输出信号的相位是滞后输入信号的，输出与输入信号的最大相位差是-90° 然后把R和C互换位置后，它的增益频率曲线是这个， 相位频率曲线是这个，输出信号的相位是超前输入信号的，输出与输入信号最大相位差是90° 对于负反馈比例运算放大电路，如果反馈网络是纯电阻网络，放大器加上反馈网络的相位差一般不会超过正负180°，也就不会满足负反馈自激振荡的相位条件， 但实际电路中，运放的输入引脚一般存在电容，输出引脚有输出电阻，然后输出端外围电路会存在负载电容， 这样反馈回路就是一个二阶的RC模型， 它的相位频率曲线是这个。 会存在一个频率使输入信号和输出信号的相位差是-180°，这个从而有可能产生自激振荡。特别当这个负载电容Cl比较大时，很容易产生自激振荡。关注公众号：硬件笔记本 当我们在反馈电阻上并联一个反馈电容时，这个电容起到一个相位超前补偿的作用，也就减小了上面由于输入电容和负载电容导致的相位滞后，使反馈环路相位差小于-180°。从而破坏了负反馈产生自激振荡的相位条件。 我们再来看下加了补偿电容后它的相位频率曲线，最大的相位差已经小于-180°了，这样就避免了自激振荡的发生。
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详解峰值检测电路几电路原理
一、峰值检测电路定义 峰值检测电路（PKD，Peak Detector）的作用是对输入信号的峰值进行提取，产生输出Vo = Vpeak，为了实现这样的目标，电路输出值会一直保持，直到一个新的更大的峰值出现或电路复位。 峰值检测电路在AGC（自动增益控制）电路和传感器最值求取电路中广泛应用，自己平时一般作为程控增益放大器倍数选择的判断依据。有的同学喜欢用AD637等有效值芯片作为程控增益放大器的判据，主要是因为集成的方便，但个人认为是不合理的，因为有效值和信号的正负峰值并没有必然联系；其次，实际应用中这类芯片太贵了。当然，像电子设计竞赛是可以的，因为测试信号总是正弦波，方波等。 二、峰值检测电路原理 顾名思义，峰值检测器（PKD，Peak Detector）（本文默认以正峰值检测为例）就是要对信号的峰值进行采集并保持。其效果如下如（MS画图工具绘制）： 根据这样的要求，我们可以用一个二极管和电容器组成最简单的峰值检测器。如下图（TINA TI 7.0绘制）： 这时候我们可以选择用面包板搭一个电路，接上信号源示波器观察结果，但在这之前利用仿真软件TINA TI进行简单验证会节省很多时间。通过简单仿真（输入正弦信号5kHz,2Vpp），我们发现仅仅一个二极管和电容器组成的峰值检测器可以工作，但性能并不是很理想，对1nF的电容器，100ms后达到稳定的峰值，误差达10%。而且，由于没有输入输出的缓冲，在实际应用中，电容器中的电荷会被其他部分电路负载消耗，造成峰值检测器无法保持信号峰值电压。 既然要改进，首先要分析不足。上图检测的误差主要来自与二极管的正向导通电压降，因此我们可以用模电书上说的“超级二极管”代替简单二极管（TINA TI 7.0绘制）： 从仿真结果来看，同等测试条件下，检测误差大大减小。但我们知道，超级二极管有一个缺点，就是Vi从负电压变成正电压的过程中，为了闭合有二极管的负反馈回路，运放要结束负饱和状态，输出电压要从负饱和电压值一直到（Vi+V二极管）。这个过程需要花费时间，如果在这个过程，输入发生变化，输出就会出现失真。 因此，我们需要在电路中加入防止负饱和的措施，也就是说，我们输入部分的处理环节要能够尽量跟随输入信号的电压，并提供一个尽可能理想的二极管，同时能够提供有效的输入缓冲。一个经典的电路是通过在输入和输出间增加一个二极管，这有点类似于电压钳位（TINA TI 7.0绘制）： 经过以上的简单描述，其实我们已经可以将峰值检测器分成几个模块： （1）模拟峰值存储器，即电容器。 （2）单向电流开关，即二极管。 （3）输入输出缓冲隔离，即运算放大器。 （4）电容放电复位开关（这部分非必须，如：如果电容值选取合适，两次采样时间间隔较大）。 3、几种峰值检测电路 采用二极管和电容器组成的峰值检测电路有多种实现方式和电路形式，在TI等公司的一下文献中，我们可以查到不少。就自己个人实验的结果而言，二极管、电容、放大器组成的峰值检测器有效工作频率范围在500kHz一下，对100mVpp以上的输入信号检测误差可达到3%以内，后文中3.2的曲线图能较有代表性地反映这类峰值检测器的性能。 3.1分立二极管电容型 TI公司的Difet 静电计级运算放大器OPA128的DATASHEET里提供了一个很好用的峰值检测器： TINA TI的仿真结果如下： 值得一提的是，该图有几个用心之处： （1）采用FET运放提高直流特性，减小偏置电流OPA128的偏置电流低至75fA。 （2）将场效应管当二极管用，可以有效减小反向电流同时增加第一个运放的输出驱动力。 （3）小电容应该是防止自激的。实际应用中可以用TL082双运放和1N4148来代替场效应管，性能价格比较高。 3.2无二极管型 该图使用TINA TI 7.0和Multisim10.1均未仿真成功，但电路应该是没有问题的，只是性能得看实验。重点一提的是EDN英文版上有篇文章（见参考文献）提供了一种非常棒的PKD： 性能如下： 该图用TINA未能仿真成功，Mutisim 12仿真成功： 性能如下： 3.3集成峰值检测电路 ADI公司有一款集成的PKD——PKD01，本质也是二极管加电容的结构，性能不详。 3.4其他结构峰值检测电路 在高速的环境下，二极管和电容结构的电路就无法适应了，作者见过FPGA+DAC+高速比较器组成的峰值检测器，原理很简单，就是将DAC输出和输入信号作比较，FPGA负责DAC电压输出控制和比较器输出检测。 四、检查电路实例 4.1基本的峰值检测电路 本实验以峰值检测器为例, 说明可利用反馈环改进非线性的方法。峰值检测器是用来检测交流电压峰值的电路, 最简单的峰值检测器依据半波整流原理构成电路。如图下所示, 交流电源在正半周的一段时间内, 通过二极管对电容充电, 使电容上的电压逐渐趋近于峰值电压。只要 RC 足够大，可以认为其输出的直流电压数值上十分接近于交流电压的峰值。 这种简单电路的工作过程是， 在交流电压的每一周期中, 可分为电容充电和放电两个过程。在交流电压的作用下， 在正半周的峰值附近一段时间内, 通过二极管对电容 C 充电，而在其它时段电容 C 上的电压将对电阻 R 放电。当然，当外界交流电压刚接上时，需要经历多个周期, 多次充电, 才能使输出电压接近峰值。但是， 困难在于二极管是非线性元(器)件, 它的特性曲线如实图下所示。当交流电压较小时，检测得的直流电压往往偏离其峰值较多。 这里的泄放电阻R，是指与 C 并联的电阻、下一级的输入电阻、二极管的反向漏电阻、以及电容及电路板的漏电等效电阻。不难想到, 放电是不能完全避免的。同时, 适当的放电也是必要的。特别是当输入电压变小时, 通过放电才能使输出电压再次对应于输入电压的峰值。实际上, 检测器的输出电压大小与峰值电压的差别与泄放电流有关。仅当泄放电流可不计时, 输出电压才可认为是输入电压的峰值。用于检测仪器中的峰值检测器要求有较高的精度。检测仪器通常 R 值很大，且允许当输入交流电压取去后可有较长的时间检波输出才恢复到零。可以用较小的电容，从而使峰值电压建立的时间较短。 本实验的目的, 在于研究如何用运算放大器改进峰值检测器, 进一步了解运算放大器之应用。 4.2峰值检测电路的改进 为了避免次级输入电阻的影响, 可在检测器的输出端加一级跟随器(高输入阻抗)作为隔离级。 也可以按需要加一可调的泄放电阻。如果允许电路有很长的放电时间, 也可以不用外加泄放电阻。这种电路可以有效地隔离次级的影响, 且跟随器的输出电压(Vo)可视为与电容上的电压相等。 电路中的二极管, 仅在 Vi-Vo > 0 时才导通, 使电容C充电。这时, 二极管上的电压为(Vi-Vo)。为使在(Vi-Vo)很小时也能有足够的充电速度, 可将(Vi-Vo)经过放大, 再作用于二极管。按照这一设想, 可在检测器前加一级比较放大器。 在分析时常认为运算放大器失偏电压为理想值 0V。比较放大器是开环的差动放大器,它可以有很高的增益, 只要 Vi 略大于 Vo, 就可以输出很大的电压驱动 D1 对电容充电。例如运算放大器的增益为 100dB量级, 只需 Vi 比 Vo 大 0.02mV, 就可以输出 2V 的正向电压，显然, 加速了电容的充电过程，直至使 Vo 等于 Vi 的峰值为止。实际工作中, 决定 Vo 与 Vi 有差别的一个重要因素, 将是放大器输入端的失调电压。当然, 放大器也应有足够的带宽，以适应要求检测的交流电压的频率范围。 在 Vi-Vo < 0 时, 比较放大器的输出电压接近于负电源电压, 使 D1 上有较大的反向电压, D1 就会有一定的反向泄漏电流。为抑制 D1 的反向电流, 应使 D1 的正极在反向时的电压, 只略低于 Vo。为此, 在比较放大器(A2)与 D1 之间增设二极管 D2 和电阻 R2。 在 Vi > Vo 时, A2 输出较大的正向电压, 使 D2 与 D1 导通对电容充电。 在 Vi < Vo 时, A2 输出的反向电压使 D2 关断。这时, D2 的负极(D1 的正极)通过 R2 联于 A1 的输出端, 使 R2 一端的电压(对地)为 Vo。如图所示, 流过 D2 的反向电流通过 R2, 因而使 D2 的负极(D1 的正极)上和电容上的电压得以保持。 通常 R2 为数百kW的电阻, 例如在实图下中 R2 为 560kW。若 D2 的反向电流为 0.2mA, 则 R2 上的电压为 0.11V, 即 D1 上的反向电压为 0.11V。由此可见, D2 和 R2 有效的抑制了D1的反向电流, 其作用相当于增大了检测电路的泄放电阻。 还需注意, D2 还有极间电容 C2, 它与 R2 组成阻容耦合电路。以上的分析略去了 C2 的作用,实际上是假定输入信号的频率满足：W << 1/(R2C2)。 因此, 除了选用级间电容较小的二极管之外, 还应参照上式选择 R2。 上图是改进的峰值检测器的原理图。该电路还有一个实际问题。在输入信号的每周期的大部分时间中处于 Vi < Vo 的状态, 因而 A2 输出端的电压几乎等于负电源电压, A2 的中间级和输出级的某些管子, 必处于深饱和和深截止状态。仅当 Vi 在峰值附近的一小段时间中, A2 才可能在线性区中, A2 的某些管子应从深饱和状态(或深截止状态)转向线性区(放大区)中的状态。管子的这种状态的转换需要经历一段时间才能完成。这种效应限制了输入信号频率, 亦即限制了检测速度。 为了改善电路的速度, 用非线性元(器)件 D3, 将比较放大器组成非线性反馈的放大器。在 Vi > Vo 时，Vo2 高于 Vo, D3 处于反偏置状态(不导通)，A2 仍可视为无反馈的高增益电路; 在 Vi < Vo 时，Vo2 低于 Vo, D3 处于正偏置状态(导通)呈现为低阻抗, A2 可视为有强反馈的低增益放大器。若 D3 的正向等效电阻为 RD3, 在 rD3 << R3 时, 只要 R3 充分大，保持 Vo 值变化较小，对于输入信号来说, 该电路相当于有偏置的跟随器。 若 rD3 可不计则输出电压为：Vo2 ≌ Vi -Vo – VD3。 Vo2 的最低值为 Vo2min ≌ -2VP – VD3。 式中 Vp 是输入电压 Vi 的峰值。在设计电路时, 若使 Vi 的最大峰值小于 A2 的负向摆幅之半，则 A2 就可以保持在线性区工作。当然，D3的 反向电阻应尽可能大，以保证 Vo2 为正值时不致通过 D3 泄漏至 Vo。 综上所述, 较完善的峰值检测器电路如实图下所示。 参数选择： 按照上面的分析, R3 应满足：RD3 >> R3 >> rD3 ，RD3 是 D3 的反向等效电阻。因 rD3 常在 100W 量级, RD3 常在 1000kW 量级或更大, 故 R3 可选为 10kW 量级。 整个电路，A2是输入缓冲，其输入端包含A1的输出反馈，用于实现比较功能“Vi高于Vo就打开下级电路”。A1是输出缓冲。 注意： 1、只要 R3 充分大，就能保持 Vo 值变化较小。 2、R2用于减少D2的反相泄露电阻。
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掌握这些关键参数：FDA的失调电压、稳定性与噪声
本文主要整理了FDA的两个失调电压，稳定性和噪声这三个关键的参数，恰当的运用仿真工具的确可以帮助我们理解它们。过程中我们也发现了FDA仿真模型存在的不准确性，比如失调电压，开环增益曲线等，与数据手册误差较大，当存在差别时要以数据手册为准。
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这样讲差分放大电路的计算，清清楚楚
▼关注下方公众号了解更多▼ 差分运算放大电路，对共模信号得到有效抑制，而只对差分信号进行放大，因而得到广泛的应用。 差分电路的电路构型 图1：差分电路 目标处理电压：是采集处理电压，比如在系统中像母线电压的采集处理，还有像交流电压的采集处理等。 差分同相/反相分压电阻：为了得到适合运放处理的电压，需要将高压信号进行分压处理，如图1中V1与V2两端的电压经过分压处理，最终得到适合运放处理的电压Vin+与Vin-。 差分放大电路 反馈，对于运算放大电路来说，运放工作在线性区，所以这里一定是负反馈，没有反馈（开环）或者是正反馈，那是比较器电路而不是放大电路，这时候运放工作在饱和区或称为非线性工作区，正因为饱和，输出才是电源电压的幅值。 图2是一种带正反馈的运放电路，这里就不能叫运算放大电路了，因为运放的开环放大倍数理想是无限大，当然实际中不可能无限大，所以如下结构是迟滞电压比较器，运放工作在非线性区或饱和区。 图2 图3，依然是电压比较器结构，上面已经提到，运放开环增益很大，不带负反馈，工作就如非线性区，当做电压比较器来使用。 图3 运算放大器，反馈电阻从输出接到反相端"-"就是负反馈，当然在输出信号不超过电源电压时（注：一切信号的能量来源是电源，输出当然不可能超过电源幅值），实现的功能就是放大信号的功能；接到同相端"+"就是正反馈，电路功能是电压比较器。 当然在实际当中我们并不提倡用运放去做电压比较器，而是选用专用的比较器，如LM339、LM393、LM211等，因为比较器和运放在实际当中内部器件的工作状态还是有区别的。 比较器接了限流电阻—"R74、R77"，这是因为比较器在幅值切换时，快速上升或下降沿对后级容性负载进行充放电，这个充放电电流确来自这个有源器件—比较器，因此加限流电阻目的是防止电流冲击。 RC滤波：可以酌情调节，目的是防止输出过冲等信号失真问题。 差分输入电压的计算 图4电路，为了便于计算，我们给定每个阻值。 差分电路的另一个特点是对称性，R40=R56及R47=R55，差分分压两个支路电阻也是相等的。 图4 Vin+和Vin-的值是如何计算的？ 我们先通过繁琐的计算来得到，然后再简化计算。 首先，运放的同相端5引脚和反相端6引脚，利用"虚短"得到，其中系数6是指6个100k的电阻，方便简化式子： 那么通过分压关系得到Vin+： 再次通过分压关系得到Vin-： 由此可以得到Vin+减Vin-的值。 其实还有一种简单方法得到Vin+减Vin-的值，利用运放的虚短特点，可将电路等效为： 图5 图6 所以，要计算Vin+减Vin-的值，变得很容易，只是一个简单的分压电路而已，如下计算得到： 得到差分电压输入值是0.84V。 差分放大电路的计算 图7 计算公式推导，依旧遵循运放的虚短和虚断特性，当R56=R40，R47=R55时，差分计算可以简化为： 实际应用电路中，我们为了简化计算，也是用最简方法计算，经常使用的电路也是上述电路，令电阻相等关系，简化计算。 放大电路的"偏移计算" 为什么要对输出电压进行偏移？这是因为如当采集负值时，我们的采样芯片和MCU几乎都不支持负值采样的时候，你就必须进行偏移，使得输出总是为正值。 偏移电路，如图8，在原来同相端电阻接地GND的地方，我们接一个电压值，通常也称为偏移电压。那么最终表达式是什么？ 图8 通过叠加定理最终得到： 这里公式的成立，保证R64=R72，R73=R57，那么最终得到偏移公式是在原来基础上加个电压偏移量2.5V_Ref： 只要根据实际应用选择合适的偏移量，输出总会为一个正值。 图9 比如，图9电路，输入电压变为-100V，那么最终输出电压就为： 这样就将负电压偏移为正电压，处理器符合处理器处理要求了，偏移电路在采集如交流电、以及存在负直流电压的控制电路中广泛使用。 免责声明：本文转自网络，版权归原作者所有，如涉及作品版权问题，请及时与我们联系，谢谢！
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