51单片机是对所有兼容Intel 8031指令系统的单片机的统称。该系列单片机的始祖是Intel的8004单片机，后来随着Flash rom技术的发展，8004单片机取得了长足的进展，成为应用最广泛的8位单片机之一，其代表型号是ATMEL...
pwm作为目前常用技术之一，在电子行业具备重要地位。前文中，小编对pwm的基本内容有所介绍。为增进大家对pwm的认识，本文将介绍3种pwm调制方式。如果你对pwm具有兴趣，不妨继续往下阅读哦。 一、相电压控制...
1. 引言 在电机控制、电源管理、电池监测等应用中，电流采样是一个关键环节。通常，我们使用小阻值的采样电阻将电流信号转换为电压信号，再通过运放放大后送入ADC进行采集。本文将详细分析一种基于差分放大器的电流采样电路，包括信号放大、参考电压偏置、滤波保护以及ADC转换计算等内容。 2. 电路分析 2.1 采样电阻与信号获取 采样电阻：0.02Ω（20mΩ），流经电流 II 时产生压降： VU=I×0.02VU=I×0.02 差分信号：由于采样电阻两端电压可能浮动，需采用差分测量方式（而非单端对地测量）。 2.2 差分放大电路 运放配置：U4A 构成差分放大器，输入为 VUVU 和参考电压 VCC1.25=1.25VVCC1.25=1.25V。 放大倍数计算： Diff=RfRin=12kΩ1kΩ+1kΩ=6Diff=RinRf=1kΩ+1kΩ12kΩ=6 运放输出： Vout=6×VU+Vref=6×0.02×I+1.25V=0.12I+1.25VVout=6×VU+Vref=6×0.02×I+1.25V=0.12I+1.25V 1.25V 偏置作用：提供零电流基准，使ADC可检测正负电流（如电机正反转）。 2.3 ADC采集与电流计算 ADC输入：VoutVout 经过RC低通滤波（去噪）和ESD保护（防静电）后送入ADC。 电流计算公式： I=VADC−1.25V0.12I=0.12VADC−1.25V 动态范围（假设ADC参考电压2.5V）： 最大正向电流：(2.5V−1.25V)/0.12=10.42A(2.5V−1.25V)/0.12=10.42A 最大负向电流：(0V−1.25V)/0.12=−10.42A(0V−1.25V)/0.12=−10.42A 3. 关键设计考虑 3.1 电阻匹配与精度 差分放大器的精度取决于 RfRf 和 RinRin 的匹配程度，建议使用0.1%精度的电阻。 采样电阻（0.02Ω）应选择低温度系数（如锰铜合金）以减少温漂影响。 3.2 共模抑制比（CMRR） 运放的CMRR需足够高（如>80dB），以抑制共模噪声（如电源干扰）。 3.3 低通滤波设计 RC滤波截止频率 fc=12πRCfc=2πRC1，通常设置为高于信号带宽（如10kHz）但低于开关噪声频率（如PWM频率100kHz）。 3.4 参考电压稳定性 1.25V参考电压（如TL431或专用基准源）需低噪声、低温漂，否则会导致零电流漂移。 4. 实际应用与优化 4.1 校准方法 零点校准：在零电流时，测量ADC输出并存储偏移量。 增益校准：施加已知电流（如1A），调整软件计算系数。 4.2 扩展动态范围 若需更大电流范围，可： 降低差分增益（如改为Diff=3，Vout=0.06I+1.25VVout=0.06I+1.25V）。 提高ADC参考电压（如3.3V）。 4.3 PCB布局建议 采样电阻走线应尽量短，采用开尔文连接（Kelvin Sensing）减少寄生电阻影响。 模拟部分（运放、ADC）与数字部分（MCU）隔离，避免噪声耦合。 5. 总结 本文分析了基于差分放大器的电流采样电路，涵盖信号放大、ADC采集、滤波保护及计算校准方法。该方案适用于电机控制、电池管理等高精度电流检测场景，关键点在于电阻匹配、参考电压稳定性和噪声抑制。 关键公式回顾 运放输出：Vout=0.12I+1.25VVout=0.12I+1.25V 电流计算：I=VADC−1.25V0.12I=0.12VADC−1.25V 适用场景 电机相电流检测 电源电流监控 电池充放电管理
1 高频PCB布线技巧 高频电路往往集成度较高，布线密度大，采用多层板既是布线所必须，也是降低干扰的有效手段。在阶段，合理的选择一定层数的印制板尺寸，能充分利用中间层来设置屏蔽，更好地实现就近接地，并有效地降低寄生电感和缩短信号的传输长度，同时还能大幅度地降低信号的交叉干扰等，所有这些方法都对高频电路的可靠性有利。 2 引线越短越好 DDR的数据、LVDS线、USB线、HDMI线等高频信号线都是要求尽可能的走线越短越好。 3 引线弯折越少越好 45度折线或者圆弧转折，这种要求在低频电路中仅仅用于提高铜箔的固着强度，而在高频电路中，满足这一要求却可以减少高频信号对外的发射和相互间的耦合。 4 引线层间交替越少越好 Via）越少越好。据测，一个过孔可带来约0.5pF的，减少过孔数能显著提高速度和减少数据出错的可能性。 5 注意信号线近距离平行走线引入的“串扰” CrosstalkPCB板层的参数、信号线的间距、驱动端和接收端的电气特性以及信号线端接方式对串扰都有一定的影响。 6 集成电路块的电源引脚增加高频退藕电容 各类高频信号走线尽量不要形成环路，若无法避免则应使环路面积尽量小。 9 必须保证良好的信号阻抗匹配 信号在传输的过程中，当阻抗不匹配的时候，信号就会在传输通道中发生信号的反射，反射会使合成信号形成过冲，导致信号在逻辑门限附近波动。 消除反射的根本办法是使传输信号的阻抗良好匹配，由于负载阻抗与传输线的特性阻抗相差越大反射也越大，所以应尽可能使信号传输线的特性阻抗与负载阻抗相等。同时还要注意保持信号传输的完整性，防止由于地线分割引起的“地弹现象”。
今天简单写一下MIPI的布局走线注意事项吧！记录一下！毕竟MIPI在高速领域使用还是比较多的。（1）为了能顺利通过EMC标准认证，一般来说MIPI建议走内存，并且能保证MIPI所有的走线都能有一个完整的参考面，不被其他参考面或者信号线给分割。（2）如果实在只能走表面，要注意MIPI整组信号线要做好包地处理，差分对之间的间距最少15mil。而包地线也要保证间隔200mil打一个地过孔。（3）连接座的AVDD/DOVDD/DVDD等电源管脚的去耦电容，一定要靠近连接座放置，一般都是放置在底层，同时需要保证足够多的电源过孔和铜皮的面积满足电气要求。（4）阻抗必须满足100Ω，而且误差不能大于±10%。禁止走直角线。（5）满足3W间距原则，如果实在无法满足3W的间距，至少也要满足2W的间距，且要远离其他高频信号线（如其他的时钟线，数据线等）。（6）CLK时钟线如果空间允许，最好能单独包地处理，地线每间距300mil打一个地过孔。（7）MIPI尽量少打孔，如果一定要打，最好成对打并加入地过孔。（8）蛇形等长也必须要做3W原则，至少2W。差分对内的误差尽量做到小于10mil，数据线与差分对之间的误差保证小于36mil。
运算放大器在输入为0V的时候，输出不一定为0V，可能几十uV到几mv，这个叫做运算放大器的直流偏置，如果放大倍数比较大的话，这个直流偏置也会被放大，为了消除直流偏置，在运放的电源端和输入端加一个几M的电阻，或者有的运放本身就有调零端Voffset，接上一个电阻用于抵消直流偏置，这个电阻就叫做偏置电阻。 放大电路的核心元件是三极管，所以要对三极管要有一定的了解。用三极管构成的放大电路的种类较多，我们用常用的几种来解说一下。图1是一共射的基本放大电路，一般我们对放大路要掌握些什么内容？ （1）分析电路中各元件的作用; （2）解放大电路的放大原理; （3）能分析计算电路的静态工作点; （4）理解静态工作点的设置目的和方法。 以上四项中，最后一项较为重要。 偏置电阻的计算 图1中，C1，C2为耦合电容，耦合就是起信号的传递作用，电容器能将信号信号从前级耦合到后级，是因为电容两端的电压不能突变，在输入端输入交流信号后，因两端的电压不能突变因，输出端的电压会跟随输入端输入的交流信号一起变化，从而将信号从输入端耦合到输出端。但有一点要说明的是，电容两端的电压不能突变，但不是不能变。 R1、R2为三极管V1的直流偏置电阻，什么叫直流偏置？简单来说，做工要吃饭。要求三极管工作，必先要提供一定的工作条件，电子元件一定是要求有电能供应的了，否则就不叫电路了。 在电路的工作要求中，第一条件是要求要稳定，所以，电源一定要是直流电源，所以叫直流偏置。为什么是通过电阻来供电？电阻就象是供水系统中的水龙头，用调节电流大小的。所以，三极管的三种工作状态“：载止、饱和、放大”就由直流偏置决定，在图1中，也就是由R1、R2来决定了。 首先，我们要知道如何判别三极管的三种工作状态，简单来说，判别工作于何种工作状态可以根据Uce的大小来判别，Uce接近于电源电压VCC，则三极管就工作于载止状态，载止状态就是说三极管基本上不工作，Ic电流较小（大约为零），所以R2由于没有电流流过，电压接近0V，所以Uce就接近于电源电压VCC。 若Uce接近于0V，则三极管工作于饱和状态，何谓饱和状态？就是说，Ic电流达到了最大值，就算Ib增大，它也不能再增大了。 以上两种状态我们一般称为开关状态，除这两种外，第三种状态就是放大状态，一般测Uce接近于电源电压的一半。若测Uce偏向VCC，则三极管趋向于载止状态，若测Uce偏向0V，则三极管趋向于饱和状态。 理解静态工作点的设置目的和方法 放大电路，就是将输入信号放大后输出，（一般有电压放大，电流放大和功率放大几种，这个不在这讨论内）。先说我们要放大的信号，以正弦交流信号为例说。在分析过程中，可以只考虑到信号大小变化是有正有负，其它不说。上面提到在图1放大电路电路中，静态工作点的设置为Uce接近于电源电压的一半，为什么？ 这是为了使信号正负能有对称的变化空间，在没有信号输入的时候，即信号输入为0，假设Uce为电源电压的一半，我们当它为一水平线，作为一个参考点。当输入信号增大时，则Ib增大，Ic电流增大，则电阻R2的电压U2=Ic&TImes;R2会随之增大，Uce=VCC-U2，会变小。U2最大理论上能达到等于VCC，则Uce最小会达到0V，这是说，在输入信增加时，Uce最大变化是从1/2的VCC变化到0V. 同理，当输入信号减小时，则Ib减小，Ic电流减小，则电阻R2的电压U2=Ic&TImes;R2会随之减小，Uce=VCC-U2，会变大。在输入信减小时，Uce最大变化是从1/2的VCC变化到VCC。这样，在输入信号一定范围内发生正负变化时，Uce以1/2VCC为准的话就有一个对称的正负变化范围，所以一般图1静态工作点的设置为Uce接近于电源电压的一半。 要把Uce设计成接近于电源电压的一半，这是我们的目的，但如何才能把Uce设计成接近于电源电压的一半？这就是的手段了。 这里要先知道几个东西，第一个是我们常说的Ic、Ib，它们是三极管的集电极电流和基极电流，它们有一个关系是Ic=β&TImes;Ib，但我们初学的时候，老师很明显的没有告诉我们，Ic、Ib是多大才合适？这个问题比较难答，因为牵涉的东西比较的多，但一般来说，对于小功率管，一般设Ic在零点几毫安到几毫安，中功率管则在几毫安到几十毫安，大功率管则在几十毫安到几安。 在图1中，设Ic为2mA，则电阻R2的阻值就可以由R=U/I来计算，VCC为12V，则1/2VCC为6V，R2的阻值为6V/2mA，为3KΩ。Ic设定为2毫安，则Ib可由Ib=Ic/β推出，关健是β的取值了，β一般理论取值100，则Ib=2mA/100=20#A，则R1=（VCC-0.7V）/Ib=11.3V/20#A=56.5KΩ，但实际上，小功率管的β值远不止100，在150到400之间，或者更高，所以若按上面计算来做，电路是有可能处于饱和状态的，所以有时我们不明白，计算没错，但实际不能用，这是因为还少了一点实际的指导，指出理论与实际的差别。这种电路受β值的影响大，每个人计算一样时，但做出来的结果不一定相同。也就是说，这种电路的稳定性差，实际应用较少。但如果改为图2的分压式偏置电路，电路的分析计算和实际电路测量较为接近。 偏置电阻的计算 在图2的分压式偏置电路中，同样的我们假设Ic为2mA，Uce设计成1/2VCC为6V。则R1、R2、R3、R4该如何取值呢。计算公式如下：因为Uce设计成1/2VCC为6V，则Ic&TImes;（R3+R4）=6V;Ic≈Ie。可以算出R3+R4=3KΩ，这样，R3、R4各是多少？ 一般R4取100Ω，R3为2.9KΩ，实际上R3我们一般直取2.7KΩ，因为E24系列电阻中没有2.9KΩ，取值2.7KΩ与2.9KΩ没什么大的区别。因为R2两端的电压等于Ube+UR4，即0.7V+100Ω×2mA=0.9V，我们设Ic为2mA，β一般理论取值100，则Ib=2mA/100=20#A，这里有一个电流要估算的，就是流过R1的电流了，一般取值为Ib的10倍左右，取IR1200#A。则R1=11.1V/200#A≈56KΩR2=0.9V（/200-20）#A=5KΩ;考虑到实际上的β值可能远大于100，所以R2的实际取值为4.7KΩ。这样，R1、R2、R3、R4的取值分别为56KΩ，4.7KΩ，2.7KΩ，100Ω，Uce为6.4V。 在上面的分析计算中，多次提出假设什么的，这在实际应用中是必要的，很多时候需要一个参考值来给我们计算，但往往却没有，这里面一是我们对各种器件不熟悉，二是忘记了一件事，我们自己才是用电路的人，一些数据可以自己设定，这样可以少走弯路。 阴极偏置电阻和反馈电阻的计算? 对于输入级阴极处施加了大环路负反馈的功放来说，在设计的过程中，EP2C8F256CXNAA对阴极偏置电阻和反馈电阻的计算，容易成为最复杂的计算。不过，如果我们能保持镇定，通过画出众多简明扼要的电路分析图，把所有信息全部做好标注，那么，问题就可以得到简化，能达到我们可掌控的程度。 只在信封背面写写画画，是难以得到答案的。我们需要同时考虑如下4个主要因素。 ·我们需要正确地设置好阴极偏置电压。通常来说，这是欧姆定律的简单应用；但这里稍复杂一些，因为偏置电流将同时流过阴极电阻和反馈电阻。 ·榆入管本身在阴极电阻上产生电流反馈，而这个阴极电阻，还有来自于放大器输出端的电流流过。 ·我们需要设定好阴极电阻与反馈电阻的阻值比例，以便获得所需的负反馈量。 ·就我们关心的AC来说，阴极电阻是与输入管的‰并联的。我们已知道限制因素，现在，应该可以画图作标注，并利用公式进行一些计算。 由于我们需要让阴极电压等于2.5V，而阳极电流为190V／47kQ，因此，阴极与地线之间的总电阻必定为618.4Q。 要实现Mullard所称的11W的EL84推挽输出功率，需要让输入管阳极信号摆幅达到8.636。这意味着，阳极信号电流须为8.636V／47kQ=0.1837mARMs。这个电流也流进阴极电路，在没有作旁路处理的电阻上形成反馈电压。 我们希望这台功放的输入灵敏度为2Ms，我们还知道，在施加大环路负反馈之前，输入灵敏度为298Ms。因此，阴极处的反馈电压需为2V一0.298V=1.702Ms。我们知道，在输出10W时，功放的输出信号将是8.944Ms。
一、实验目的 掌握集成运放电压放大电路设计基本方法。 掌握基本仪器使用方法（电源、信号发生器、示波器）。 二、实验内容及结果 实验内容 基于集成运放设计一传感器信号采集电路。传感器输出信号在±50mV，频率为100Hz以内，模数转换器允许输入电压在0~5V， 要求设计传感器与模数转换器之间的信号采集电路，实现传感器信号放大10倍，并适合模数转换器的输入。 模数转换器的输入电阻为1KHz，设计电路时，可使用1KHz电阻作为信号采集电路负载，代替模数转换器。 实验具体要求如下： （1）确定电路形式，说明电压转换的原理。 （2）确定电路中运放的型号，简单说明能够满足信号带宽的依据。 （3）确定电路其它元件参数。 （4）利用Altium Designer绘制原理图。 2. 实验结果 （1）在下方列出所设计电路的原理图（Altium Designer完成，确定电路中所有器件的型号和参数） 图1 所设计电路的原理图（Altium Designer） （2）结合所设计的电路图说明该电路的工作原理。（给出该电路输出电压与输入电压的表达式，说明输出是否满足设计要求） 图2 所设计电路的原理图（Multisim） 由Multisim电路仿真得： 电路前半部分为电压抬升电路Vin1 = ±50mV，Vin2 = 50mV 抬升后的输入Ui = 0—100mV 后半部分为同相比例运算放大电路Uo = (1+Rf/R4) Ui = (1+9)Ui = 10Ui 所以最后输出Uo范围为0—1V （3）说明集成运放的选型依据，参考集成运放数据手册，给出相关指标，说明能够满足带宽要求的依据。 选择的集成运放为NE5532 理由：NE5532是高性能低噪声双运算放大器(双运放)集成电路。与很多标准运放相似，但它具有更好的噪声性能，优良的输出驱动能力及相当高的小信号带宽，其小信号带宽达到10MHz，功率带宽为140KHz，且具有电源电压范围大等特点。故NE5532运放能够满足带宽要求。 （4）当输入信号幅度为50mV，频率为100Hz时，分别给出电路输出信号和输入信号的波形，并指出输出信号的最大值、最小值和频率值。（用示波器波形截图，示波器屏幕中带有输出信号最大值、最小值和频率值的显示） 电路仿真如下图，可以看到电压抬升效果良好 图3 输出信号波形图 三、实验思考题 1、电压放大电路的带宽主要取决于集成运放的哪个参数？ 答：主要取决于集成运放的带宽增益。 2、是否存在开环增益不受信号频率影响的集成运放？如果存在请说明该运放的类型。 答：不存在开环增益不受信号频率影响的集成运放。
在开关电源设计领域，确保 BUCK 电路的稳定性至关重要，而环路补偿设计是实现这一目标的关键环节。 确认系统参数：设计前的“体检报告” 分析功率级特性：找到电路的“敏感点” 选择交越频率：速度与稳定的“黄金分割” 选择补偿器类型：针对“敏感点”的“杀手锏” 参数计算与验证：对“症”下“药” 虽然，根据不同的分类方法，有普通运放补偿&跨导放大器补偿、Type I补偿器&Type II补偿器&Type III补偿器、模拟补偿&数字补偿&自适应补偿技术，等。 但是，此文将基于IR3840MPbF这个电压模式BUCK转换器（内部为普通运放）使用“Type II补偿器”进行环路补偿实例设计，重点在于建立环路补偿设计的流程方法，助力工程师更好地理解和掌握 BUCK 电路的环路补偿设计。 01 / 确认系统参数：设计前的“体检报告” / 以下这些参数是后续环路补偿设计的基石，需要提前确认。 02 / 分析功率级特性：找到电路的“敏感点” / 功率级电路是 BUCK 电路的核心部分，其特性直接影响整个系统的稳定性。BUCK电路功率级（具体来说是LC滤波器）会自带“LC双极点”和“ESR零点”，这就是会导致系统不稳定的“敏感频率点”。 03 / 选择交越频率：速度与稳定的“黄金分割” / 交越频率的选择对于平衡 BUCK 电路的速度和稳定性至关重要。交越频率过高，系统虽然响应速度快，但容易受到高频噪声的干扰，导致稳定性下降；交越频率过低，系统对负载变化的响应速度会变慢，影响动态性能。 通常，交越频率选择在开关频率的 1/10 到 1/5 之间。在这个实例中，基于开关频率 600 kHz，选择交越频率为 60 kHz，即 F0 = (1/10) * 600kHz = 60kHz。 这一选择旨在确保系统既能快速响应负载变化，又能维持足够的稳定性，有效避免高频噪声对系统的影响。 04 / 选择补偿器类型：针对“敏感点”的“杀手锏” / 根据对功率级电路特性的分析，特别需要考虑FLC（LC滤波器的谐振频率）、FESR（由输出电容ESR引起的零点频率）和F0（交越频率）的相对位置关系，因为满足 ，所以选择Type II (PI)补偿器。 05 / 参数计算与验证：对“症”下“药” / 将Type II (PI)补偿器的FZ1零点放置在0.75倍的FLC位置，用于补偿功率级LC双极点。 将Type II (PI)补偿器的FP1极点放置在F0和FS之间，通常在FS/2位置，用于衰减高频噪声。 放置零极点 将Type II（PI）补偿器的FZ1零点放置在0.75倍的FLC位置，用于补偿功率级LC双极点。 将Type II（PI）补偿器的FP1极点放置在F0和FS之间，通常在FS/2位置，用于衰减高频噪声。 具体参数计算 根据公式(17)计算RC1，选择标准阻值7.15kOHM 根据公式(18)计算CC1，选择标准容值4.7nF 根据公式(19)计算CC2，选择标准容值68pF 06 / 实例设计总结与拓展 / 设计总结 通过上述详细的设计步骤，我们成功为IR3840MPbF电压模式BUCK转换器设计了Type II补偿器，实现了环路的稳定补偿。这一过程涵盖了从系统参数确认到参数计算与验证的完整流程，每一步都紧密相连，环环相扣。 设计拓展 尽管Type II补偿器在许多应用场景中表现出色，但在面对更复杂的系统动态特性时，可能需要更高级的补偿策略。例如，Type III补偿器可以提供更多的零点和极点，用于更精细地调整系统的频率响应。 综上所述，本文通过详细的实例设计，展示了BUCK电路环路补偿的具体实施过程，希望能帮助工程师深入理解环路补偿设计的关键要点和实际操作方法，提升在实际工作中解决BUCK电路稳定性问题的能力。
在台湾最近一项调查中，其中模拟IC设计工程师的年薪中位数达到155万新台币，成为科技业非主管职中最高薪的工作。 简单来说，模拟IC（Analog Integrated Circuit）是处理“连续变化电压或电流信号”的晶片。 模拟混合信号工程师纳尼．阿达尼（Nanik Adnani）解释，模拟IC工程师就是在“设计、创造或调整那些能够产生连续变化信号的电子集成电路。” 这些信号来自现实世界中的声音、光、温度、压力等感测数据，举例来说，当你对着智能手机说出“Hey Siri”，声音的声波会被麦克风转为电压信号，经过模拟IC的放大、滤波，再经由ADC（模拟转数字）转为数字信号，才能送进AI模型分析。 换言之，没有模拟IC，AI就无法“听到”你的声音，也无法“看到”影像或“感应”外部世界的资讯。 在车用电子、工业自动化、5G通讯、物联网、穿戴式装置等新兴应用领域，模拟IC扮演关键角色。每一个传感器模组背后，都需要一组精准稳定的模拟前端；每一个AI SoC（System-on-Chip）中，都藏着不容忽视的电源管理与信号处理模组，而这些，都是模拟IC设计工程师要下的功夫。 你可以把模拟IC工程师想像成，与现实世界连结的“模拟桥梁”，模拟IC工程师熟捻的电路学就像魔法一样，可以把我们生活中的电子产品需求“变出来”。 模拟IC工程师通常要具备以下能力： 深厚的电路理论与电子学基础，包含晶体管特性、回授理论、杂讯分析等。 熟练的电路模拟工具，如Cadence Spectre、HSPICE等，进行前端模拟与验证。 制程与layout敏感度，微小布局差异都可能造成电路失效，需与后端工程师密切合作。 跨领域沟通能力，与布局IC工程师、数字IC工程师协作，设计符合整体效能与功耗目标的电路。 这些技术能力之外，还需有异于常人的耐性、细腻与强大的沟通能力。模拟IC设计没有绝对正确的“标准答案”，每一个案子都可能是全新挑战，也因此充满艺术与创造性的成分。 模拟IC工程师的养成有多难？为何人才这么缺？ 模拟IC工程师，需要深入理解半导体制作的每一个环节，包含了设计、布局、制造、量测和测试。模拟IC工程师还需要懂整套电路元件的物理状态，在放大器、电源模组、滤波器、振荡器、ADC/DAC等电路中，进行晶体管级的参数设计与模拟。 由于要了解一堆电子电路学导论，模拟IC工程师通常都是研究所出身，即便是刚出社会的新鲜人，也需要为了衔接学界和业界的差异，训练个三到五年。 加拿大国家研究委员的半导体主管布莱恩．肯尼迪说道：“相信我，这些模拟IC工程师的功夫可不是凭空来的，都是靠多年实战、在工程现场一点一滴熬出来的，几乎可以说是门黑魔法了。” 有业内人士分享，模拟IC设计相当吃经验，基本的电子学和电路学只是入门，真正的关键在“数学直觉”和物理常识。“而这种直觉是做过几百条IC布局（layout）与量测、踩过一堆雷才会有的。” 在台湾，电子、电机相关科系的学生大多倾向选择数字IC设计，原因在于模拟IC门槛高、教材少。数字IC有大量开源工具与范例，模拟电路学习资源相对冷门。 而且，模拟IC工程师养成时间长，从新鲜人到能独当一面，往往需要5年以上时间历练。 还有，错误代价高！一条小电路设计错了，整个晶片可能报废，极度高压，责任也大。 产业需求高涨，资深的模拟IC工程师成为各大IC设计公司争抢的人才。一位半导体业资深人资坦言：“数字IC工程师的缺口是大，但模拟IC工程师是你有钱都不一定请得到人。” AI时代为什么让模拟IC工程师身价上涨？ AI 发展的越强大，和真实世界的连结就越重要，而这个桥梁，就掌握在模拟IC工程师手上。如今AI不再只活在云端或数据中心，而是越来越多应用发生在自驾车、智能音箱、工业机器人、穿戴装置、智能医疗等真实生活当中。这些应用都要“听得见、看得见、感觉得到”，而这些声音、图像、温度、压力、加速度等原始数据，通通是模拟信号，需要模拟IC处理放大、滤波、转换，AI模型才能“看懂”或“听懂”。 过去，大家用的是通用CPU、GPU，模拟IC只要设计一次，就可以用很久。现在进入AI应用碎片化时代，手机、车用、智能音箱、行车记录器、无人机、伺服器，各种客制化晶片设计需求大爆发。 这也带动模拟IC要“跟着客制化”——不同电压、不同封装、不同介面，都要不同设计。问题是：模拟IC不像数字IC有工具可以生成，模拟设计得“一笔一画自己画”，人才养成超级慢。 换句话说，没有模拟IC，AI根本接收不到外部世界的信号，若没有这个桥梁，AI无法知道现实世界长什么样子。这是模拟IC工程师在AI时代，变得越来越受欢迎的原因。
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