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设计分享：用ADUX1020评价板搞一个手势传感器
在这里我们用ADUX1020的评价板,实际试着运行一下。从测试板的准备到与PC的连接确认需要准备以下3项。ADUX1020评价板（ADUX1020-EVAL-SDP）评估软件（Rev. 1.5.1） （可从此网页下载: )Windo...
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在FPGA中如何确保AD9361的稳定性能？
传统的射频收发器硬件架构由分立的LNA，Mixer，VGA，ADC/DAC，IQ调制器和射频频综等芯片组成。AD9361是一款面向3G和4G基站应用的高性能、高集成度的射频RF Transceiver。该器件的可编程性和...
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瑞萨ISL81802双通道同步降压控制器设计经验分享
瑞萨 ISL81802 介绍瑞萨 ISL81802 是一款双通道同步降压控制器，可产生两个独立输出或一个具有两个交错相位的输出，适用于工业和通用领域的各种应用。 该控制器具有较宽的输入和输出电压范...
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峰值电压检测电路
自然界的物理量（位移、速度、加速度、流量、压力等）可通过传感器转换成电压信号（或电流信号），有时我们必须给电压信号设定一个极限，使控制过程不至因为超限而导致安全事故或系统输出饱和失效。设计一个检测峰值电压的电路（本篇任务），以此峰值信号作为“压制”输入峰值的控制系统的负反馈信号。峰值检测及保持如下图虚线所示：
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拆解盖世小鸡启明星和奕狐精灵V2的游戏手柄
在游戏的世界里，一款称手的游戏手柄能极大提升我们的游戏体验。如今，百元级别的游戏手柄市场竞争激烈，各种产品层出不穷。今天，我们就来对两款百元游戏手柄进行一番用料对比。这两款手柄，虽价格相近，但在材质的选择和工艺的处理上却各有千秋。从外壳到按键，从摇杆到扳机，每一处用料都关乎着手感、操作精度和耐用性。让我们一同深入探究，看看哪一款手柄用料更出色。本次选择对比的两款手柄——盖世小鸡启明星和奕狐精灵V2。先上价格对比，盖世小鸡启明星抖音69.9元，奕狐精灵V2京东59.9元。外观对比：手柄背面把手处均防滑设计，手感都还不错。外观看盖世小鸡启明星更有立体感，当然外观千人千面，萝卜青菜各有所爱。拧开背面的螺丝，盖世小鸡启明星电池装在贴在PCB的电池仓中，锂电池容量为3.7V、600mAh；奕狐精灵V2电池直接用泡面胶贴在PCB上，锂电池容量为3.7V、450mAh。从电池容量看，盖世小鸡启明星更优，但实际续航需要看运行的功耗。两个手柄均采用了不对称摆锤马达，提供振动效果。按键对比：盖世小鸡启明星开机键和功能键使用PCB+导电胶内衬按键，扳机和方向键使用柔性PCB+导电胶内衬按键；奕狐精灵V2开机键和功能键使用PCB+导电胶内衬按键，方向键使用贴片按键轻触开关，RT、LT扳机使用霍尔传感器，RB、LB扳机使用插件按键轻触开关。该环节对比奕狐精灵V2碾压盖世小鸡启明星。机械按键在游戏手柄的应用中具有显著的优势。首先，其精准的触发机制能够确保每一次按下都能迅速且准确地响应，让您在游戏中的操作毫无延迟，抢占致胜先机。再者，机械按键的使用寿命通常较长，能够经受住长时间高强度的使用，机械按键的寿命一般可以达到几十万次以上，而导电胶内衬按键则只有几万次左右的寿命。 奕狐精灵V2按键细节： 霍尔芯片具有高精度、无接触、低磨损等优点。通过霍尔效应，能够精确地感知细微动作，从而实现更精准的操作控制。总体来说奕狐精灵V2按键部分优于盖世小鸡启明星，BOM成本应该也要高于盖世小鸡启明星。 摇杆对比：盖世小鸡启明星用的是定制的摇杆（未搜到代工厂商），奕狐精灵V2用的是锦富的摇杆，从外观结构看没有明显的差异。 芯片方案对比：盖世小鸡启明星主芯片为厂家未知/GW8951C，配24MHz晶振；锂电池供电采用矽塔/SA4354，为600mA锂电池充电管理芯片。奕狐精灵V2主芯片使用珠海杰理/AK24BP22344，配24MHz晶振；锂电池采用TROEX/XC6103D441MR ，4.1V电压检测器；RT、LT扳机包含磁铁，使用未知厂家的霍尔芯片进行信号检测，型号为49345。 工艺对比：盖世小鸡启明星插件焊点不饱满（红箭头处），且可见明显补焊痕迹（红框处）；奕狐精灵V2插件焊接质量要优于盖世小鸡启明星。 总结：从总体BOM成本对比，奕狐精灵V2应该要高于盖世小鸡启明星；综合对比，奕狐精灵V2比盖世小鸡启明星更具有性价比。 附：霍尔芯片介绍 奕狐精灵V2霍尔芯片开盖如下图所示，该芯片采用引线键合。 基本霍尔元件如上图红框所示是一小片半导体材料，也称霍尔元件或有效面积，原理图如下所示。霍尔芯片工作原理：1）无磁场情况下的VHALL：恒压电源产生的恒定偏置电流，即IBIAS，会在半导体片材内流动。输出电压VHALL可沿片材的宽度方向测量。在无磁场的情况下，VHALL的数值可以忽略。2）有与偏置电流垂直的磁通量情况下的VHALL：如果将偏压霍尔元件放在通量线与偏置电流垂直的磁场中，电压输出的变化会与磁场强度成正比。这就是在霍尔 (E. F. Hall) 于1879年发现的霍尔效应。霍尔芯片的组成： 基本霍尔元件的输出电压很小。这会产生问题，特别是在电气噪声环境中。在电路中添加一个稳定的优质DC放大器和电压调整器不仅能有效改善传感器输出，还能允许霍尔效应器件在更广的电压范围内工作。改造后的器件能提供易于使用的模拟输出，这种线性输出与应用的磁通量密度成比例。下图为具有电压调整器、DC放大器和内置磁滞的霍尔芯片原理框图。通常霍尔元件放置在芯片中间位置，下图为另一个霍尔芯片版图布局。
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详解峰值检测电路几电路原理
一、峰值检测电路定义 峰值检测电路（PKD，Peak Detector）的作用是对输入信号的峰值进行提取，产生输出Vo = Vpeak，为了实现这样的目标，电路输出值会一直保持，直到一个新的更大的峰值出现或电路复位。 峰值检测电路在AGC（自动增益控制）电路和传感器最值求取电路中广泛应用，自己平时一般作为程控增益放大器倍数选择的判断依据。有的同学喜欢用AD637等有效值芯片作为程控增益放大器的判据，主要是因为集成的方便，但个人认为是不合理的，因为有效值和信号的正负峰值并没有必然联系；其次，实际应用中这类芯片太贵了。当然，像电子设计竞赛是可以的，因为测试信号总是正弦波，方波等。 二、峰值检测电路原理 顾名思义，峰值检测器（PKD，Peak Detector）（本文默认以正峰值检测为例）就是要对信号的峰值进行采集并保持。其效果如下如（MS画图工具绘制）： 根据这样的要求，我们可以用一个二极管和电容器组成最简单的峰值检测器。如下图（TINA TI 7.0绘制）： 这时候我们可以选择用面包板搭一个电路，接上信号源示波器观察结果，但在这之前利用仿真软件TINA TI进行简单验证会节省很多时间。通过简单仿真（输入正弦信号5kHz,2Vpp），我们发现仅仅一个二极管和电容器组成的峰值检测器可以工作，但性能并不是很理想，对1nF的电容器，100ms后达到稳定的峰值，误差达10%。而且，由于没有输入输出的缓冲，在实际应用中，电容器中的电荷会被其他部分电路负载消耗，造成峰值检测器无法保持信号峰值电压。 既然要改进，首先要分析不足。上图检测的误差主要来自与二极管的正向导通电压降，因此我们可以用模电书上说的“超级二极管”代替简单二极管（TINA TI 7.0绘制）： 从仿真结果来看，同等测试条件下，检测误差大大减小。但我们知道，超级二极管有一个缺点，就是Vi从负电压变成正电压的过程中，为了闭合有二极管的负反馈回路，运放要结束负饱和状态，输出电压要从负饱和电压值一直到（Vi+V二极管）。这个过程需要花费时间，如果在这个过程，输入发生变化，输出就会出现失真。 因此，我们需要在电路中加入防止负饱和的措施，也就是说，我们输入部分的处理环节要能够尽量跟随输入信号的电压，并提供一个尽可能理想的二极管，同时能够提供有效的输入缓冲。一个经典的电路是通过在输入和输出间增加一个二极管，这有点类似于电压钳位（TINA TI 7.0绘制）： 经过以上的简单描述，其实我们已经可以将峰值检测器分成几个模块： （1）模拟峰值存储器，即电容器。 （2）单向电流开关，即二极管。 （3）输入输出缓冲隔离，即运算放大器。 （4）电容放电复位开关（这部分非必须，如：如果电容值选取合适，两次采样时间间隔较大）。 3、几种峰值检测电路 采用二极管和电容器组成的峰值检测电路有多种实现方式和电路形式，在TI等公司的一下文献中，我们可以查到不少。就自己个人实验的结果而言，二极管、电容、放大器组成的峰值检测器有效工作频率范围在500kHz一下，对100mVpp以上的输入信号检测误差可达到3%以内，后文中3.2的曲线图能较有代表性地反映这类峰值检测器的性能。 3.1分立二极管电容型 TI公司的Difet 静电计级运算放大器OPA128的DATASHEET里提供了一个很好用的峰值检测器： TINA TI的仿真结果如下： 值得一提的是，该图有几个用心之处： （1）采用FET运放提高直流特性，减小偏置电流OPA128的偏置电流低至75fA。 （2）将场效应管当二极管用，可以有效减小反向电流同时增加第一个运放的输出驱动力。 （3）小电容应该是防止自激的。实际应用中可以用TL082双运放和1N4148来代替场效应管，性能价格比较高。 3.2无二极管型 该图使用TINA TI 7.0和Multisim10.1均未仿真成功，但电路应该是没有问题的，只是性能得看实验。重点一提的是EDN英文版上有篇文章（见参考文献）提供了一种非常棒的PKD： 性能如下： 该图用TINA未能仿真成功，Mutisim 12仿真成功： 性能如下： 3.3集成峰值检测电路 ADI公司有一款集成的PKD——PKD01，本质也是二极管加电容的结构，性能不详。 3.4其他结构峰值检测电路 在高速的环境下，二极管和电容结构的电路就无法适应了，作者见过FPGA+DAC+高速比较器组成的峰值检测器，原理很简单，就是将DAC输出和输入信号作比较，FPGA负责DAC电压输出控制和比较器输出检测。 四、检查电路实例 4.1基本的峰值检测电路 本实验以峰值检测器为例, 说明可利用反馈环改进非线性的方法。峰值检测器是用来检测交流电压峰值的电路, 最简单的峰值检测器依据半波整流原理构成电路。如图下所示, 交流电源在正半周的一段时间内, 通过二极管对电容充电, 使电容上的电压逐渐趋近于峰值电压。只要 RC 足够大，可以认为其输出的直流电压数值上十分接近于交流电压的峰值。 这种简单电路的工作过程是， 在交流电压的每一周期中, 可分为电容充电和放电两个过程。在交流电压的作用下， 在正半周的峰值附近一段时间内, 通过二极管对电容 C 充电，而在其它时段电容 C 上的电压将对电阻 R 放电。当然，当外界交流电压刚接上时，需要经历多个周期, 多次充电, 才能使输出电压接近峰值。但是， 困难在于二极管是非线性元(器)件, 它的特性曲线如实图下所示。当交流电压较小时，检测得的直流电压往往偏离其峰值较多。 这里的泄放电阻R，是指与 C 并联的电阻、下一级的输入电阻、二极管的反向漏电阻、以及电容及电路板的漏电等效电阻。不难想到, 放电是不能完全避免的。同时, 适当的放电也是必要的。特别是当输入电压变小时, 通过放电才能使输出电压再次对应于输入电压的峰值。实际上, 检测器的输出电压大小与峰值电压的差别与泄放电流有关。仅当泄放电流可不计时, 输出电压才可认为是输入电压的峰值。用于检测仪器中的峰值检测器要求有较高的精度。检测仪器通常 R 值很大，且允许当输入交流电压取去后可有较长的时间检波输出才恢复到零。可以用较小的电容，从而使峰值电压建立的时间较短。 本实验的目的, 在于研究如何用运算放大器改进峰值检测器, 进一步了解运算放大器之应用。 4.2峰值检测电路的改进 为了避免次级输入电阻的影响, 可在检测器的输出端加一级跟随器(高输入阻抗)作为隔离级。 也可以按需要加一可调的泄放电阻。如果允许电路有很长的放电时间, 也可以不用外加泄放电阻。这种电路可以有效地隔离次级的影响, 且跟随器的输出电压(Vo)可视为与电容上的电压相等。 电路中的二极管, 仅在 Vi-Vo > 0 时才导通, 使电容C充电。这时, 二极管上的电压为(Vi-Vo)。为使在(Vi-Vo)很小时也能有足够的充电速度, 可将(Vi-Vo)经过放大, 再作用于二极管。按照这一设想, 可在检测器前加一级比较放大器。 在分析时常认为运算放大器失偏电压为理想值 0V。比较放大器是开环的差动放大器,它可以有很高的增益, 只要 Vi 略大于 Vo, 就可以输出很大的电压驱动 D1 对电容充电。例如运算放大器的增益为 100dB量级, 只需 Vi 比 Vo 大 0.02mV, 就可以输出 2V 的正向电压，显然, 加速了电容的充电过程，直至使 Vo 等于 Vi 的峰值为止。实际工作中, 决定 Vo 与 Vi 有差别的一个重要因素, 将是放大器输入端的失调电压。当然, 放大器也应有足够的带宽，以适应要求检测的交流电压的频率范围。 在 Vi-Vo < 0 时, 比较放大器的输出电压接近于负电源电压, 使 D1 上有较大的反向电压, D1 就会有一定的反向泄漏电流。为抑制 D1 的反向电流, 应使 D1 的正极在反向时的电压, 只略低于 Vo。为此, 在比较放大器(A2)与 D1 之间增设二极管 D2 和电阻 R2。 在 Vi > Vo 时, A2 输出较大的正向电压, 使 D2 与 D1 导通对电容充电。 在 Vi < Vo 时, A2 输出的反向电压使 D2 关断。这时, D2 的负极(D1 的正极)通过 R2 联于 A1 的输出端, 使 R2 一端的电压(对地)为 Vo。如图所示, 流过 D2 的反向电流通过 R2, 因而使 D2 的负极(D1 的正极)上和电容上的电压得以保持。 通常 R2 为数百kW的电阻, 例如在实图下中 R2 为 560kW。若 D2 的反向电流为 0.2mA, 则 R2 上的电压为 0.11V, 即 D1 上的反向电压为 0.11V。由此可见, D2 和 R2 有效的抑制了D1的反向电流, 其作用相当于增大了检测电路的泄放电阻。 还需注意, D2 还有极间电容 C2, 它与 R2 组成阻容耦合电路。以上的分析略去了 C2 的作用,实际上是假定输入信号的频率满足：W << 1/(R2C2)。 因此, 除了选用级间电容较小的二极管之外, 还应参照上式选择 R2。 上图是改进的峰值检测器的原理图。该电路还有一个实际问题。在输入信号的每周期的大部分时间中处于 Vi < Vo 的状态, 因而 A2 输出端的电压几乎等于负电源电压, A2 的中间级和输出级的某些管子, 必处于深饱和和深截止状态。仅当 Vi 在峰值附近的一小段时间中, A2 才可能在线性区中, A2 的某些管子应从深饱和状态(或深截止状态)转向线性区(放大区)中的状态。管子的这种状态的转换需要经历一段时间才能完成。这种效应限制了输入信号频率, 亦即限制了检测速度。 为了改善电路的速度, 用非线性元(器)件 D3, 将比较放大器组成非线性反馈的放大器。在 Vi > Vo 时，Vo2 高于 Vo, D3 处于反偏置状态(不导通)，A2 仍可视为无反馈的高增益电路; 在 Vi < Vo 时，Vo2 低于 Vo, D3 处于正偏置状态(导通)呈现为低阻抗, A2 可视为有强反馈的低增益放大器。若 D3 的正向等效电阻为 RD3, 在 rD3 << R3 时, 只要 R3 充分大，保持 Vo 值变化较小，对于输入信号来说, 该电路相当于有偏置的跟随器。 若 rD3 可不计则输出电压为：Vo2 ≌ Vi -Vo – VD3。 Vo2 的最低值为 Vo2min ≌ -2VP – VD3。 式中 Vp 是输入电压 Vi 的峰值。在设计电路时, 若使 Vi 的最大峰值小于 A2 的负向摆幅之半，则 A2 就可以保持在线性区工作。当然，D3的 反向电阻应尽可能大，以保证 Vo2 为正值时不致通过 D3 泄漏至 Vo。 综上所述, 较完善的峰值检测器电路如实图下所示。 参数选择： 按照上面的分析, R3 应满足：RD3 >> R3 >> rD3 ，RD3 是 D3 的反向等效电阻。因 rD3 常在 100W 量级, RD3 常在 1000kW 量级或更大, 故 R3 可选为 10kW 量级。 整个电路，A2是输入缓冲，其输入端包含A1的输出反馈，用于实现比较功能“Vi高于Vo就打开下级电路”。A1是输出缓冲。 注意： 1、只要 R3 充分大，就能保持 Vo 值变化较小。 2、R2用于减少D2的反相泄露电阻。
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详解变压器的温度控器
变压器内的油温、绕组温度影响绝缘材料的性能、寿命，从而影响变压器的寿命，甚至直接导致故障，因此，监测变压器内部实时温度很有必要。根据测温原理，温度计的类型有三种：1、水银温度计；2压力温度计；3铂电阻温度计。测出的温度如何使用：1、送出至本体表计，通过指针实时显示；2、通过表计的辅助接点控制冷却器、发报警信号等；3、模拟量送出至测控装置，在监控后台显示温度。运检人员根据厂家使用说明书、规程对温度异常情形做出相应处理。大型变压器内部高压、强磁场，普遍采用原理“2压力温度计”。变压器的温控器有两种，油面温控器和绕组温控器，其原理、结构在一个地方有差异。直接介绍绕组温控器。先来认识一下外形，找了个黑乎乎的图，如果把背景P成白色就好了。 1、下方金属管件为底座，温包放置在底座内部，温包内是感温介质，受热会膨胀这变压器上方插入油中，深度150mm左右，2、后面卷成数匝的是弹簧软管，弹簧软管内是毛细管，毛细管传递膨胀介质到表计。膨胀介质驱动弹性元件，通过传动机构带动指针，上方表盘上白色的指针显示实时温度。3、表盘上还有一些信息：红色指针和红蓝绿黄四色指示块。a. 当温度升高，白色指针转到红色指针位置时，再向右转动，会带动它一起向右，温度降低，红色不会跟着返回，所以红色记录白色到过的最大位置。b. 四色指针对应了四组常开（常闭）辅助接点，对应的温度值就是该辅助接点动作值。辅助接点的功能用户选择，大概是：K1. 冷却器返回温度；K2.冷却器启动温度；K3.温度高报警；K4温度高跳闸。现在新的表计大多有6组辅助接点，K5灰色，K6紫色，根据需要使用或备用。可是上面测出来的还是油温，和绕组没有关系啊。对了，绕组那个位置是温度计无法接近的，所以做了一个变通，也就是绕组温控器和油面温控仪不一样的地方。只是个原理示意图，左边变压器的绕组怎么接不管它了，这里1、4、5是特别之处。简单说原理就是把负荷电流这个145这个回路折算成铜温升，叠加油温后成为绕组温度。1是高压侧套管CT次级线圈，输出的电流根据某个方法，通过5变流器折算成一个适合的电流（因为不同厂家变比等二次电流不一样，所以要变流折算），折算后的电流通过4电热元件产生的热量驱动弹性元件位移增大，指示的温度也增大，从而反映绕组温度。这里还有一种热模拟方法，CT二次电流折算后去加热温包，看一下铭牌绕组测温用次级 前面写了温控器，因为还有后续，当时解释温控器温度指针的由来，通过插入变压器油的温包感受油温，温包中的弹性介质传递膨胀到指针，从而指示温度。 当时遗留了两个疑问：第一，绕组的温度测量中的ct电流到底加热的是哪里；第二，监控后台看到的数字温度怎么来的。经过仔细研究说明并询问表计厂家，都有了答案。第一，ct电流（通过变流器折算后的电流）加热的变压器中的温包，就是这张图，1输出的电流经过5转换后，输入了2中加热温包。下面这张图，当时没看明白费解，现在明白了，应该右边的虚框，就是是左边这个温度底座的放大展示，红线把连起来的两个框框是同一个东西。这样就好理解了，温度底座里有温包、电热元件（绕组温度计），pt100电阻。所以我在《温控器1》中这段话描述的是不准确的，不能说还有一种热模拟法，目前研究几个型号都是绕组温控器都是模拟法。“1是高压侧套管CT次级线圈，输出的电流根据某个方法，通过5变流器折算成一个适合的电流（因为不同厂家变比等二次电流不一样，所以要变流折算），折算后的电流通过4电热元件产生的热量驱动弹性元件位移增大，指示的温度也增大，从而反映绕组温度。这里还有一种热模拟方法，CT二次电流折算后去加热温包”第二个问题，后台的温度计显示的怎么来的。看一下主变温度测量回路图温度计送出的是两个4-20mA的电流型号。这里要简要介绍一下Pt100铂电阻，“pt100是pt100是铂热电阻，它的阻值会随着温度的变化而改变。PT后的100即表示它在0℃时阻值为100欧姆，在100℃时它的阻值约为138.5欧姆。”导体的电阻值都会随温度变化，但是铂电阻的变化稳定还很明显。把对应关系用曲线画出来，然后根据测得阻值查曲线对应的温度，就是它的测温原理。从而把温度翻译成电阻，电阻也就是电压除以电流，计算机处理电信号就得到了Pt100的温度。于是给温包里的铂电阻加个直流电压，把电流输出来，就是温度变送器的工作，就是下面这张图红框部分。（原理这样，实际上为了精确，温度变送器还有调零补偿什么的回路，不用了解太细）他还可以直接输出Pt100（蓝框部分），我理解的是温控器负责把电阻两端接出来（省了变送器），测量回路自己加电压计算。为什么Pt100接出三根线，我查了一下，网上这么解释（这部分可以不看） PT100铂电阻传感器有三条引线，可以使用A、B、C（或黑、红、黄）来代表三根线，三根线之间的规律：A与B或C之间的阻值常温下在110欧左右，B与C之间为0欧，B与C在内部直通，原则上B与C无区别。一般显示仪表提供三线接法，PT100一端出一颗线，另一端出两颗线，都接仪表，仪表内部通过桥抵消导线电阻。最后一个规定：表计显示和后台显示的温度不超过5K。现场多个温度计指示的温度、控制室温度显示装置或监控系统的温度应基本保持一致，误差不超过5K。声明 本号所刊发文章仅为学习交流之用，无商业用途，向原作者致敬。因某些文章转载多次无法找到原作者在此致歉，若有侵权请联系小编，我们将及时删文或者付费转载并注明出处，感谢您的支持！ （来源：网络，版权归原作者）
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磁性材料的未来发展趋势是什么？
能对磁场作出某种方式反应的材料称为磁性材料。按照物质在外磁场中表现出来磁性的强弱，可将其分为抗磁性物质、顺磁性物质、铁磁性物质、反铁磁性物质和亚铁磁性物质。大多数材料是抗磁性或顺磁性的，它们对外磁场...
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