技巧一：使用LDO稳压器，从5V电源向3.3V系统标准三端线性稳压器的压差通常是 2.0-3.0V。要把 5V 可靠地转换为 3.3V，就不能使用它们。压差为几百个毫伏的低压降 （Low Dropout， LDO）稳压器，是此类应用的理想选择。图 1-1 是基本LDO 系统的框图，标注了相应的电流。从图中可以看出， LDO 由四个主要部分组成： 1. 导通晶体管2. 带隙参考源3. 运算放大器4. 反馈电阻分压器在选择 LDO 时，重要的是要知道如何区分各种LDO。器件的静态电流、封装大小和型号是重要的器件参数。根据具体应用来确定各种参数，将会得到最优的设计。 LDO的静态电流IQ是器件空载工作时器件的接地电流 IGND。IGND 是 LDO 用来进行稳压的电流。当IOUT>>IQ 时， LDO 的效率可用输出电压除以输入电压来近似地得到。然而，轻载时，必须将 IQ 计入效率计算中。具有较低 IQ 的 LDO 其轻载效率较高。轻载效率的提高对于 LDO 性能有负面影响。静态电流较高的 LDO 对于线路和负载的突然变化有更快的响应。技巧二：采用齐纳二极管的低成本供电系统这里详细说明了一个采用齐纳二极管的低成本稳压器方案。 可以用齐纳二极管和电阻做成简单的低成本 3.3V稳压器，如图 2-1 所示。在很多应用中，该电路可以替代 LDO 稳压器并具成本效益。但是，这种稳压器对负载敏感的程度要高于 LDO 稳压器。另外，它的能效较低，因为 R1 和 D1 始终有功耗。R1 限制流入D1 和 PICmicro® MCU的电流，从而使VDD 保持在允许范围内。由于流经齐纳二极管的电流变化时，二极管的反向电压也将发生改变，所以需要仔细考虑 R1 的值。R1 的选择依据是：在最大负载时——通常是在PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——R1上的电压降要足够低从而使PICmicro MCU有足以维持工作所需的电压。同时，在最小负载时——通常是 PICmicro MCU 复位时——VDD 不超过齐纳二极管的额定功率，也不超过 PICmicro MCU的最大 VDD。技巧三：采用3个整流二极管的更低成本供电系统 图 3-1 详细说明了一个采用 3 个整流二极管的更低成本稳压器方案。我们也可以把几个常规开关二极管串联起来，用其正向压降来降低进入的 PICmicro MCU 的电压。这甚至比齐纳二极管稳压器的成本还要低。这种设计的电流消耗通常要比使用齐纳二极管的电路低。所需二极管的数量根据所选用二极管的正向电压而变化。二极管 D1-D3 的电压降是流经这些二极管的电流的函数。连接 R1 是为了避免在负载最小时——通常是 PICmicro MCU 处于复位或休眠状态时——PICmicro MCU VDD 引脚上的电压超过PICmicro MCU 的最大 VDD 值。根据其他连接至VDD 的电路，可以提高R1 的阻值，甚至也可能完全不需要 R1。二极管 D1-D3 的选择依据是：在最大负载时——通常是 PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——D1-D3 上的电压降要足够低从而能够满足 PICmicro MCU 的最低 VDD 要求。技巧四：使用开关稳压器，从5V电源向3.3V系统供电如图 4-1 所示，降压开关稳压器是一种基于电感的转换器，用来把输入电压源降低至幅值较低的输出电压。输出稳压是通过控制 MOSFET Q1 的导通（ON）时间来实现的。由于 MOSFET 要么处于低阻状态，要么处于高阻状态（分别为 ON 和OFF），因此高输入源电压能够高效率地转换成较低的输出电压。当 Q1 在这两种状态期间时，通过平衡电感的电压- 时间，可以建立输入和输出电压之间的关系。 对于 MOSFET Q1，有下式： 在选择电感的值时，使电感的最大峰 - 峰纹波电流等于最大负载电流的百分之十的电感值，是个很好的初始选择。 在选择输出电容值时，好的初值是：使 LC 滤波器特性阻抗等于负载电阻。这样在满载工作期间如果突然卸掉负载，电压过冲能处于可接受范围之内。 在选择二极管 D1 时，应选择额定电流足够大的元件，使之能够承受脉冲周期 （IL）放电期间的电感电流。 数字连接在连接两个工作电压不同的器件时，必须要知道其各自的输出、输入阈值。知道阈值之后，可根据应用的其他需求选择器件的连接方法。表 4-1 是本文档所使用的输出、输入阈值。在设计连接时，请务必参考制造商的数据手册以获得实际的阈值电平。 技巧五：3.3V →5V直接连接将 3.3V 输出连接到 5V 输入最简单、最理想的方法是直接连接。直接连接需要满足以下 2 点要求：• 3.3V输出的 VOH 大于 5V 输入的 VIH• 3.3V输出的 VOL 小于 5V 输入的 VIL能够使用这种方法的例子之一是将 3.3V LVCMOS输出连接到 5V TTL 输入。从表 4-1 中所给出的值可以清楚地看到上述要求均满足。3.3V LVCMOS 的 VOH （3.0V）大于5V TTL 的VIH （2.0V）且3.3V LVCMOS 的 VOL （0.5V）小于 5V TTL 的VIL （0.8V）。如果这两个要求得不到满足，连接两个部分时就需要额外的电路。可能的解决方案请参阅技巧 6、7、 8 和 13。技巧六：3.3V→5V使用MOSFET转换器如果 5V 输入的 VIH 比 3.3V CMOS 器件的 VOH 要高，则驱动任何这样的 5V 输入就需要额外的电路。图 6-1 所示为低成本的双元件解决方案。在选择 R1 的阻值时，需要考虑两个参数，即：输入的开关速度和 R1 上的电流消耗。当把输入从 0切换到 1 时，需要计入因 R1 形成的 RC 时间常数而导致的输入上升时间、 5V 输入的输入容抗以及电路板上任何的杂散电容。输入开关速度可通过下式计算： 由于输入容抗和电路板上的杂散电容是固定的，提高输入开关速度的惟一途径是降低 R1 的阻值。而降低 R1 阻值以获取更短的开关时间，却是以增大5V 输入为低电平时的电流消耗为代价的。通常，切换到 0 要比切换到 1 的速度快得多，因为 N 沟道 MOSFET 的导通电阻要远小于 R1。另外，在选择 N 沟道 FET 时，所选 FET 的VGS 应低于3.3V 输出的 VOH。 技巧七：3.3V→5V使用二极管补偿表 7-1 列出了 5V CMOS 的输入电压阈值、 3.3VLVTTL 和 LVCMOS 的输出驱动电压。 从上表看出， 5V CMOS 输入的高、低输入电压阈值均比 3.3V 输出的阈值高约一伏。因此，即使来自 3.3V 系统的输出能够被补偿，留给噪声或元件容差的余地也很小或者没有。我们需要的是能够补偿输出并加大高低输出电压差的电路。 输出电压规范确定后，就已经假定：高输出驱动的是输出和地之间的负载，而低输出驱动的是 3.3V和输出之间的负载。如果高电压阈值的负载实际上是在输出和 3.3V 之间的话，那么输出电压实际上要高得多，因为拉高输出的机制是负载电阻，而不是输出三极管。 19种5V怎么转3.3V技巧和电路 电路一点通 2022年03月19日 11:59 听全文 技巧一：使用LDO稳压器，从5V电源向3.3V系统供电 每天中午12:00 电路技术分享，记得来翻 免费资料下载 -戳进来-->电子技术下载资料精选-标准三端线性稳压器的压差通常是 2.0-3.0V。要把 5V 可靠地转换为 3.3V，就不能使用它们。压差为几百个毫伏的低压降 （Low Dropout， LDO）稳压器，是此类应用的理想选择。图 1-1 是基本LDO 系统的框图，标注了相应的电流。从图中可以看出， LDO 由四个主要部分组成：1. 导通晶体管2. 带隙参考源3. 运算放大器4. 反馈电阻分压器在选择 LDO 时，重要的是要知道如何区分各种LDO。器件的静态电流、封装大小和型号是重要的器件参数。根据具体应用来确定各种参数，将会得到最优的设计。 LDO的静态电流IQ是器件空载工作时器件的接地电流 IGND。IGND 是 LDO 用来进行稳压的电流。当IOUT>>IQ 时， LDO 的效率可用输出电压除以输入电压来近似地得到。然而，轻载时，必须将 IQ 计入效率计算中。具有较低 IQ 的 LDO 其轻载效率较高。轻载效率的提高对于 LDO 性能有负面影响。静态电流较高的 LDO 对于线路和负载的突然变化有更快的响应。技巧二：采用齐纳二极管的低成本供电系统这里详细说明了一个采用齐纳二极管的低成本稳压器方案。 可以用齐纳二极管和电阻做成简单的低成本 3.3V稳压器，如图 2-1 所示。在很多应用中，该电路可以替代 LDO 稳压器并具成本效益。但是，这种稳压器对负载敏感的程度要高于 LDO 稳压器。另外，它的能效较低，因为 R1 和 D1 始终有功耗。R1 限制流入D1 和 PICmicro® MCU的电流，从而使VDD 保持在允许范围内。由于流经齐纳二极管的电流变化时，二极管的反向电压也将发生改变，所以需要仔细考虑 R1 的值。R1 的选择依据是：在最大负载时——通常是在PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——R1上的电压降要足够低从而使PICmicro MCU有足以维持工作所需的电压。同时，在最小负载时——通常是 PICmicro MCU 复位时——VDD 不超过齐纳二极管的额定功率，也不超过 PICmicro MCU的最大 VDD。技巧三：采用3个整流二极管的更低成本供电系统 图 3-1 详细说明了一个采用 3 个整流二极管的更低成本稳压器方案。我们也可以把几个常规开关二极管串联起来，用其正向压降来降低进入的 PICmicro MCU 的电压。这甚至比齐纳二极管稳压器的成本还要低。这种设计的电流消耗通常要比使用齐纳二极管的电路低。所需二极管的数量根据所选用二极管的正向电压而变化。二极管 D1-D3 的电压降是流经这些二极管的电流的函数。连接 R1 是为了避免在负载最小时——通常是 PICmicro MCU 处于复位或休眠状态时——PICmicro MCU VDD 引脚上的电压超过PICmicro MCU 的最大 VDD 值。根据其他连接至VDD 的电路，可以提高R1 的阻值，甚至也可能完全不需要 R1。二极管 D1-D3 的选择依据是：在最大负载时——通常是 PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——D1-D3 上的电压降要足够低从而能够满足 PICmicro MCU 的最低 VDD 要求。技巧四：使用开关稳压器，从5V电源向3.3V系统供电如图 4-1 所示，降压开关稳压器是一种基于电感的转换器，用来把输入电压源降低至幅值较低的输出电压。输出稳压是通过控制 MOSFET Q1 的导通（ON）时间来实现的。由于 MOSFET 要么处于低阻状态，要么处于高阻状态（分别为 ON 和OFF），因此高输入源电压能够高效率地转换成较低的输出电压。当 Q1 在这两种状态期间时，通过平衡电感的电压- 时间，可以建立输入和输出电压之间的关系。 对于 MOSFET Q1，有下式： 在选择电感的值时，使电感的最大峰 - 峰纹波电流等于最大负载电流的百分之十的电感值，是个很好的初始选择。 在选择输出电容值时，好的初值是：使 LC 滤波器特性阻抗等于负载电阻。这样在满载工作期间如果突然卸掉负载，电压过冲能处于可接受范围之内。 在选择二极管 D1 时，应选择额定电流足够大的元件，使之能够承受脉冲周期 （IL）放电期间的电感电流。 数字连接在连接两个工作电压不同的器件时，必须要知道其各自的输出、输入阈值。知道阈值之后，可根据应用的其他需求选择器件的连接方法。表 4-1 是本文档所使用的输出、输入阈值。在设计连接时，请务必参考制造商的数据手册以获得实际的阈值电平。 技巧五：3.3V →5V直接连接将 3.3V 输出连接到 5V 输入最简单、最理想的方法是直接连接。直接连接需要满足以下 2 点要求：• 3.3V输出的 VOH 大于 5V 输入的 VIH• 3.3V输出的 VOL 小于 5V 输入的 VIL能够使用这种方法的例子之一是将 3.3V LVCMOS输出连接到 5V TTL 输入。从表 4-1 中所给出的值可以清楚地看到上述要求均满足。3.3V LVCMOS 的 VOH （3.0V）大于5V TTL 的VIH （2.0V）且3.3V LVCMOS 的 VOL （0.5V）小于 5V TTL 的VIL （0.8V）。如果这两个要求得不到满足，连接两个部分时就需要额外的电路。可能的解决方案请参阅技巧 6、7、 8 和 13。技巧六：3.3V→5V使用MOSFET转换器如果 5V 输入的 VIH 比 3.3V CMOS 器件的 VOH 要高，则驱动任何这样的 5V 输入就需要额外的电路。图 6-1 所示为低成本的双元件解决方案。在选择 R1 的阻值时，需要考虑两个参数，即：输入的开关速度和 R1 上的电流消耗。当把输入从 0切换到 1 时，需要计入因 R1 形成的 RC 时间常数而导致的输入上升时间、 5V 输入的输入容抗以及电路板上任何的杂散电容。输入开关速度可通过下式计算： 由于输入容抗和电路板上的杂散电容是固定的，提高输入开关速度的惟一途径是降低 R1 的阻值。而降低 R1 阻值以获取更短的开关时间，却是以增大5V 输入为低电平时的电流消耗为代价的。通常，切换到 0 要比切换到 1 的速度快得多，因为 N 沟道 MOSFET 的导通电阻要远小于 R1。另外，在选择 N 沟道 FET 时，所选 FET 的VGS 应低于3.3V 输出的 VOH。 技巧七：3.3V→5V使用二极管补偿表 7-1 列出了 5V CMOS 的输入电压阈值、 3.3VLVTTL 和 LVCMOS 的输出驱动电压。 从上表看出， 5V CMOS 输入的高、低输入电压阈值均比 3.3V 输出的阈值高约一伏。因此，即使来自 3.3V 系统的输出能够被补偿，留给噪声或元件容差的余地也很小或者没有。我们需要的是能够补偿输出并加大高低输出电压差的电路。 输出电压规范确定后，就已经假定：高输出驱动的是输出和地之间的负载，而低输出驱动的是 3.3V和输出之间的负载。如果高电压阈值的负载实际上是在输出和 3.3V 之间的话，那么输出电压实际上要高得多，因为拉高输出的机制是负载电阻，而不是输出三极管。如果我们设计一个二极管补偿电路 （见图 7-1），二极管 D1 的正向电压 （典型值 0.7V）将会使输出低电压上升，在 5V CMOS 输入得到 1.1V 至1.2V 的低电压。它安全地处于 5V CMOS 输入的低输入电压阈值之下。输出高电压由上拉电阻和连至3.3V 电源的二极管 D2 确定。这使得输出高电压大约比 3.3V 电源高 0.7V，也就是 4.0 到 4.1V，很安全地在 5V CMOS 输入阈值 （3.5V）之上。注：为了使电路工作正常，上拉电阻必须显著小于 5V CMOS 输入的输入电阻，从而避免由于输入端电阻分压器效应而导致的输出电压下降。上拉电阻还必须足够大，从而确保加载在 3.3V 输出上的电流在器件规范之内。技巧八：3.3V→5V使用电压比较器比较器的基本工作如下：• 反相 （-）输入电压大于同相 （+）输入电压时，比较器输出切换到 Vss。• 同相 （+）输入端电压大于反相 （-）输入电压时，比较器输出为高电平。为了保持 3.3V 输出的极性， 3.3V 输出必须连接到比较器的同相输入端。比较器的反相输入连接到由 R1 和 R2 确定的参考电压处，如图 8-1 所示。 计算 R1 和 R2R1 和 R2 之比取决于输入信号的逻辑电平。对于3.3V 输出，反相电压应该置于VOL 与VOH之间的中点电压。对于 LVCMOS 输出，中点电压为： 如果 R1 和 R2 的逻辑电平关系如下， 若 R2 取值为 1K，则 R1 为 1.8K。经过适当连接后的运算放大器可以用作比较器，以将 3.3V 输入信号转换为 5V 输出信号。这是利用了比较器的特性，即：根据 “反相”输入与 “同相”输入之间的压差幅值，比较器迫使输出为高（VDD）或低 （Vss）电平。注：要使运算放大器在 5V 供电下正常工作，输出必须具有轨到轨驱动能力。 技巧九：5V→3.3V直接连接通常 5V 输出的 VOH 为 4.7 伏， VOL 为 0.4 伏；而通常 3.3V LVCMOS 输入的 VIH 为 0.7 x VDD， VIL为 0.2 x VDD。当 5V 输出驱动为低时，不会有问题，因为 0.4 伏的输出小于 0.8 伏的输入阈值。当 5V 输出为高时， 4.7 伏的 VOH 大于 2.1 伏 VIH，所以，我们可以直接把两个引脚相连，不会有冲突，前提是3.3V CMOS 输出能够耐受 5 伏电压。 如果 3.3V CMOS 输入不能耐受 5 伏电压，则将出现问题，因为超出了输入的最大电压规范。可能的解决方案请参见技巧 10-13。技巧十：5V→3.3V使用二极管钳位很多厂商都使用钳位二极管来保护器件的 I/O 引脚，防止引脚上的电压超过最大允许电压规范。钳位二极管使引脚上的电压不会低于 Vss 超过一个二极管压降，也不会高于 VDD 超过一个二极管压降。要使用钳位二极管来保护输入，仍然要关注流经钳位二极管的电流。流经钳位二极管的电流应该始终比较小 （在微安数量级上）。如果流经钳位二极管的电流过大，就存在部件闭锁的危险。由于5V 输出的源电阻通常在 10Ω 左右，因此仍需串联一个电阻，限制流经钳位二极管的电流，如图 10-1所示。使用串联电阻的后果是降低了输入开关的速度，因为引脚 （CL）上构成了 RC 时间常数。 如果没有钳位二极管，可以在电流中添加一个外部二极管，如图 10-2 所示。 技巧十一：一5V→3.3V有源钳位使用二极管钳位有一个问题，即它将向 3.3V 电源注入电流。在具有高电流 5V 输出且轻载 3.3V 电源轨的设计中，这种电流注入可能会使 3.3V 电源电压超过 3.3V。为了避免这个问题，可以用一个三极管来替代，三极管使过量的输出驱动电流流向地，而不是 3.3V 电源。设计的电路如图 11-1 所示。 Q1的基极-发射极结所起的作用与二极管钳位电路中的二极管相同。区别在于，发射极电流只有百分之几流出基极进入 3.3V 轨，绝大部分电流都流向集电极，再从集电极无害地流入地。基极电流与集电极电流之比，由晶体管的电流增益决定，通常为10-400，取决于所使用的晶体管。技巧十二：5V→3.3V电阻分压器可以使用简单的电阻分压器将 5V 器件的输出降低到适用于 3.3V 器件输入的电平。这种接口的等效电路如图 12-1 所示。 通常，源电阻 RS 非常小 （小于 10Ω），如果选择的 R1 远大于RS 的话，那么可以忽略 RS 对 R1 的影响。在接收端，负载电阻 RL 非常大 （大于500 kΩ），如果选择的R2远小于RL的话，那么可以忽略 RL 对 R2 的影响。在功耗和瞬态时间之间存在取舍权衡。为了使接口电流的功耗需求最小，串联电阻 R1 和 R2 应尽可能大。但是，负载电容 （由杂散电容 CS 和 3.3V 器件的输入电容 CL 合成）可能会对输入信号的上升和下降时间产生不利影响。如果 R1 和 R2 过大，上升和下降时间可能会过长而无法接受。如果忽略 RS 和 RL 的影响，则确定 R1 和 R2 的式子由下面的公式 12-1 给出。 公式 12-2 给出了确定上升和下降时间的公式。为便于电路分析，使用戴维宁等效计算来确定外加电压 VA 和串联电阻R。戴维宁等效计算定义为开路电压除以短路电流。根据公式 12-2 所施加的限制，对于图 12-1 所示电路，确定的戴维宁等效电阻 R 应为 0.66*R1，戴维宁等效电压 VA 应为0.66*VS。 例如，假设有下列条件存在：• 杂散电容 = 30 pF• 负载电容 = 5 pF• 从 0.3V 至 3V 的最大上升时间 ≤ 1 μs• 外加源电压 Vs = 5V确定最大电阻的计算如公式 12-3 所示。 技巧十三：3.3V→5V电平转换器尽管电平转换可以分立地进行，但通常使用集成解决方案较受欢迎。电平转换器的使用范围比较广泛：有单向和双向配置、不同的电压转换和不同的速度，供用户选择最佳的解决方案。器件之间的板级通讯 （例如， MCU 至外设）通过 SPI 或 I2C™ 来进行，这是最常见的。对于SPI，使用单向电平转换器比较合适；对于 I2C，就需要使用双向解决方案。下面的图 13-1 显示了这两种解决方案。 模拟3.3V 至 5V 接口的最后一项挑战是如何转换模拟信号，使之跨越电源障碍。低电平信号可能不需要外部电路，但在 3.3V 与 5V 之间传送信号的系统则会受到电源变化的影响。例如，在 3.3V 系统中，ADC转换1V峰值的模拟信号，其分辨率要比5V系统中 ADC 转换的高，这是因为在 3.3V ADC 中，ADC 量程中更多的部分用于转换。但另一方面，3.3V 系统中相对较高的信号幅值，与系统较低的共模电压限制可能会发生冲突。 19种5V怎么转3.3V技巧和电路 电路一点通 2022年03月19日 11:59 听全文 技巧一：使用LDO稳压器，从5V电源向3.3V系统供电 每天中午12:00 电路技术分享，记得来翻 免费资料下载 -戳进来-->电子技术下载资料精选-标准三端线性稳压器的压差通常是 2.0-3.0V。要把 5V 可靠地转换为 3.3V，就不能使用它们。压差为几百个毫伏的低压降 （Low Dropout， LDO）稳压器，是此类应用的理想选择。图 1-1 是基本LDO 系统的框图，标注了相应的电流。从图中可以看出， LDO 由四个主要部分组成：1. 导通晶体管2. 带隙参考源3. 运算放大器4. 反馈电阻分压器在选择 LDO 时，重要的是要知道如何区分各种LDO。器件的静态电流、封装大小和型号是重要的器件参数。根据具体应用来确定各种参数，将会得到最优的设计。 LDO的静态电流IQ是器件空载工作时器件的接地电流 IGND。IGND 是 LDO 用来进行稳压的电流。当IOUT>>IQ 时， LDO 的效率可用输出电压除以输入电压来近似地得到。然而，轻载时，必须将 IQ 计入效率计算中。具有较低 IQ 的 LDO 其轻载效率较高。轻载效率的提高对于 LDO 性能有负面影响。静态电流较高的 LDO 对于线路和负载的突然变化有更快的响应。技巧二：采用齐纳二极管的低成本供电系统这里详细说明了一个采用齐纳二极管的低成本稳压器方案。 可以用齐纳二极管和电阻做成简单的低成本 3.3V稳压器，如图 2-1 所示。在很多应用中，该电路可以替代 LDO 稳压器并具成本效益。但是，这种稳压器对负载敏感的程度要高于 LDO 稳压器。另外，它的能效较低，因为 R1 和 D1 始终有功耗。R1 限制流入D1 和 PICmicro® MCU的电流，从而使VDD 保持在允许范围内。由于流经齐纳二极管的电流变化时，二极管的反向电压也将发生改变，所以需要仔细考虑 R1 的值。R1 的选择依据是：在最大负载时——通常是在PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——R1上的电压降要足够低从而使PICmicro MCU有足以维持工作所需的电压。同时，在最小负载时——通常是 PICmicro MCU 复位时——VDD 不超过齐纳二极管的额定功率，也不超过 PICmicro MCU的最大 VDD。技巧三：采用3个整流二极管的更低成本供电系统 图 3-1 详细说明了一个采用 3 个整流二极管的更低成本稳压器方案。我们也可以把几个常规开关二极管串联起来，用其正向压降来降低进入的 PICmicro MCU 的电压。这甚至比齐纳二极管稳压器的成本还要低。这种设计的电流消耗通常要比使用齐纳二极管的电路低。所需二极管的数量根据所选用二极管的正向电压而变化。二极管 D1-D3 的电压降是流经这些二极管的电流的函数。连接 R1 是为了避免在负载最小时——通常是 PICmicro MCU 处于复位或休眠状态时——PICmicro MCU VDD 引脚上的电压超过PICmicro MCU 的最大 VDD 值。根据其他连接至VDD 的电路，可以提高R1 的阻值，甚至也可能完全不需要 R1。二极管 D1-D3 的选择依据是：在最大负载时——通常是 PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——D1-D3 上的电压降要足够低从而能够满足 PICmicro MCU 的最低 VDD 要求。技巧四：使用开关稳压器，从5V电源向3.3V系统供电如图 4-1 所示，降压开关稳压器是一种基于电感的转换器，用来把输入电压源降低至幅值较低的输出电压。输出稳压是通过控制 MOSFET Q1 的导通（ON）时间来实现的。由于 MOSFET 要么处于低阻状态，要么处于高阻状态（分别为 ON 和OFF），因此高输入源电压能够高效率地转换成较低的输出电压。当 Q1 在这两种状态期间时，通过平衡电感的电压- 时间，可以建立输入和输出电压之间的关系。 对于 MOSFET Q1，有下式： 在选择电感的值时，使电感的最大峰 - 峰纹波电流等于最大负载电流的百分之十的电感值，是个很好的初始选择。 在选择输出电容值时，好的初值是：使 LC 滤波器特性阻抗等于负载电阻。这样在满载工作期间如果突然卸掉负载，电压过冲能处于可接受范围之内。 在选择二极管 D1 时，应选择额定电流足够大的元件，使之能够承受脉冲周期 （IL）放电期间的电感电流。 数字连接在连接两个工作电压不同的器件时，必须要知道其各自的输出、输入阈值。知道阈值之后，可根据应用的其他需求选择器件的连接方法。表 4-1 是本文档所使用的输出、输入阈值。在设计连接时，请务必参考制造商的数据手册以获得实际的阈值电平。 技巧五：3.3V →5V直接连接将 3.3V 输出连接到 5V 输入最简单、最理想的方法是直接连接。直接连接需要满足以下 2 点要求：• 3.3V输出的 VOH 大于 5V 输入的 VIH• 3.3V输出的 VOL 小于 5V 输入的 VIL能够使用这种方法的例子之一是将 3.3V LVCMOS输出连接到 5V TTL 输入。从表 4-1 中所给出的值可以清楚地看到上述要求均满足。3.3V LVCMOS 的 VOH （3.0V）大于5V TTL 的VIH （2.0V）且3.3V LVCMOS 的 VOL （0.5V）小于 5V TTL 的VIL （0.8V）。如果这两个要求得不到满足，连接两个部分时就需要额外的电路。可能的解决方案请参阅技巧 6、7、 8 和 13。技巧六：3.3V→5V使用MOSFET转换器如果 5V 输入的 VIH 比 3.3V CMOS 器件的 VOH 要高，则驱动任何这样的 5V 输入就需要额外的电路。图 6-1 所示为低成本的双元件解决方案。在选择 R1 的阻值时，需要考虑两个参数，即：输入的开关速度和 R1 上的电流消耗。当把输入从 0切换到 1 时，需要计入因 R1 形成的 RC 时间常数而导致的输入上升时间、 5V 输入的输入容抗以及电路板上任何的杂散电容。输入开关速度可通过下式计算： 由于输入容抗和电路板上的杂散电容是固定的，提高输入开关速度的惟一途径是降低 R1 的阻值。而降低 R1 阻值以获取更短的开关时间，却是以增大5V 输入为低电平时的电流消耗为代价的。通常，切换到 0 要比切换到 1 的速度快得多，因为 N 沟道 MOSFET 的导通电阻要远小于 R1。另外，在选择 N 沟道 FET 时，所选 FET 的VGS 应低于3.3V 输出的 VOH。 技巧七：3.3V→5V使用二极管补偿表 7-1 列出了 5V CMOS 的输入电压阈值、 3.3VLVTTL 和 LVCMOS 的输出驱动电压。 从上表看出， 5V CMOS 输入的高、低输入电压阈值均比 3.3V 输出的阈值高约一伏。因此，即使来自 3.3V 系统的输出能够被补偿，留给噪声或元件容差的余地也很小或者没有。我们需要的是能够补偿输出并加大高低输出电压差的电路。 输出电压规范确定后，就已经假定：高输出驱动的是输出和地之间的负载，而低输出驱动的是 3.3V和输出之间的负载。如果高电压阈值的负载实际上是在输出和 3.3V 之间的话，那么输出电压实际上要高得多，因为拉高输出的机制是负载电阻，而不是输出三极管。如果我们设计一个二极管补偿电路 （见图 7-1），二极管 D1 的正向电压 （典型值 0.7V）将会使输出低电压上升，在 5V CMOS 输入得到 1.1V 至1.2V 的低电压。它安全地处于 5V CMOS 输入的低输入电压阈值之下。输出高电压由上拉电阻和连至3.3V 电源的二极管 D2 确定。这使得输出高电压大约比 3.3V 电源高 0.7V，也就是 4.0 到 4.1V，很安全地在 5V CMOS 输入阈值 （3.5V）之上。注：为了使电路工作正常，上拉电阻必须显著小于 5V CMOS 输入的输入电阻，从而避免由于输入端电阻分压器效应而导致的输出电压下降。上拉电阻还必须足够大，从而确保加载在 3.3V 输出上的电流在器件规范之内。技巧八：3.3V→5V使用电压比较器比较器的基本工作如下：• 反相 （-）输入电压大于同相 （+）输入电压时，比较器输出切换到 Vss。• 同相 （+）输入端电压大于反相 （-）输入电压时，比较器输出为高电平。为了保持 3.3V 输出的极性， 3.3V 输出必须连接到比较器的同相输入端。比较器的反相输入连接到由 R1 和 R2 确定的参考电压处，如图 8-1 所示。 计算 R1 和 R2R1 和 R2 之比取决于输入信号的逻辑电平。对于3.3V 输出，反相电压应该置于VOL 与VOH之间的中点电压。对于 LVCMOS 输出，中点电压为： 如果 R1 和 R2 的逻辑电平关系如下， 若 R2 取值为 1K，则 R1 为 1.8K。经过适当连接后的运算放大器可以用作比较器，以将 3.3V 输入信号转换为 5V 输出信号。这是利用了比较器的特性，即：根据 “反相”输入与 “同相”输入之间的压差幅值，比较器迫使输出为高（VDD）或低 （Vss）电平。注：要使运算放大器在 5V 供电下正常工作，输出必须具有轨到轨驱动能力。 技巧九：5V→3.3V直接连接通常 5V 输出的 VOH 为 4.7 伏， VOL 为 0.4 伏；而通常 3.3V LVCMOS 输入的 VIH 为 0.7 x VDD， VIL为 0.2 x VDD。当 5V 输出驱动为低时，不会有问题，因为 0.4 伏的输出小于 0.8 伏的输入阈值。当 5V 输出为高时， 4.7 伏的 VOH 大于 2.1 伏 VIH，所以，我们可以直接把两个引脚相连，不会有冲突，前提是3.3V CMOS 输出能够耐受 5 伏电压。 如果 3.3V CMOS 输入不能耐受 5 伏电压，则将出现问题，因为超出了输入的最大电压规范。可能的解决方案请参见技巧 10-13。技巧十：5V→3.3V使用二极管钳位很多厂商都使用钳位二极管来保护器件的 I/O 引脚，防止引脚上的电压超过最大允许电压规范。钳位二极管使引脚上的电压不会低于 Vss 超过一个二极管压降，也不会高于 VDD 超过一个二极管压降。要使用钳位二极管来保护输入，仍然要关注流经钳位二极管的电流。流经钳位二极管的电流应该始终比较小 （在微安数量级上）。如果流经钳位二极管的电流过大，就存在部件闭锁的危险。由于5V 输出的源电阻通常在 10Ω 左右，因此仍需串联一个电阻，限制流经钳位二极管的电流，如图 10-1所示。使用串联电阻的后果是降低了输入开关的速度，因为引脚 （CL）上构成了 RC 时间常数。 如果没有钳位二极管，可以在电流中添加一个外部二极管，如图 10-2 所示。 技巧十一：一5V→3.3V有源钳位使用二极管钳位有一个问题，即它将向 3.3V 电源注入电流。在具有高电流 5V 输出且轻载 3.3V 电源轨的设计中，这种电流注入可能会使 3.3V 电源电压超过 3.3V。为了避免这个问题，可以用一个三极管来替代，三极管使过量的输出驱动电流流向地，而不是 3.3V 电源。设计的电路如图 11-1 所示。 Q1的基极-发射极结所起的作用与二极管钳位电路中的二极管相同。区别在于，发射极电流只有百分之几流出基极进入 3.3V 轨，绝大部分电流都流向集电极，再从集电极无害地流入地。基极电流与集电极电流之比，由晶体管的电流增益决定，通常为10-400，取决于所使用的晶体管。技巧十二：5V→3.3V电阻分压器可以使用简单的电阻分压器将 5V 器件的输出降低到适用于 3.3V 器件输入的电平。这种接口的等效电路如图 12-1 所示。 通常，源电阻 RS 非常小 （小于 10Ω），如果选择的 R1 远大于RS 的话，那么可以忽略 RS 对 R1 的影响。在接收端，负载电阻 RL 非常大 （大于500 kΩ），如果选择的R2远小于RL的话，那么可以忽略 RL 对 R2 的影响。在功耗和瞬态时间之间存在取舍权衡。为了使接口电流的功耗需求最小，串联电阻 R1 和 R2 应尽可能大。但是，负载电容 （由杂散电容 CS 和 3.3V 器件的输入电容 CL 合成）可能会对输入信号的上升和下降时间产生不利影响。如果 R1 和 R2 过大，上升和下降时间可能会过长而无法接受。如果忽略 RS 和 RL 的影响，则确定 R1 和 R2 的式子由下面的公式 12-1 给出。 公式 12-2 给出了确定上升和下降时间的公式。为便于电路分析，使用戴维宁等效计算来确定外加电压 VA 和串联电阻R。戴维宁等效计算定义为开路电压除以短路电流。根据公式 12-2 所施加的限制，对于图 12-1 所示电路，确定的戴维宁等效电阻 R 应为 0.66*R1，戴维宁等效电压 VA 应为0.66*VS。 例如，假设有下列条件存在：• 杂散电容 = 30 pF• 负载电容 = 5 pF• 从 0.3V 至 3V 的最大上升时间 ≤ 1 μs• 外加源电压 Vs = 5V确定最大电阻的计算如公式 12-3 所示。 技巧十三：3.3V→5V电平转换器尽管电平转换可以分立地进行，但通常使用集成解决方案较受欢迎。电平转换器的使用范围比较广泛：有单向和双向配置、不同的电压转换和不同的速度，供用户选择最佳的解决方案。器件之间的板级通讯 （例如， MCU 至外设）通过 SPI 或 I2C™ 来进行，这是最常见的。对于SPI，使用单向电平转换器比较合适；对于 I2C，就需要使用双向解决方案。下面的图 13-1 显示了这两种解决方案。 模拟3.3V 至 5V 接口的最后一项挑战是如何转换模拟信号，使之跨越电源障碍。低电平信号可能不需要外部电路，但在 3.3V 与 5V 之间传送信号的系统则会受到电源变化的影响。例如，在 3.3V 系统中，ADC转换1V峰值的模拟信号，其分辨率要比5V系统中 ADC 转换的高，这是因为在 3.3V ADC 中，ADC 量程中更多的部分用于转换。但另一方面，3.3V 系统中相对较高的信号幅值，与系统较低的共模电压限制可能会发生冲突。因此，为了补偿上述差异，可能需要某种接口电路。本节将讨论接口电路，以帮助缓和信号在不同电源之间转换的问题。技巧十四：3.3V→5V模拟增益模块从 3.3V 电源连接至 5V 时，需要提升模拟电压。33 kΩ 和 17kΩ 电阻设定了运放的增益，从而在两端均使用满量程。11 kΩ 电阻限制了流回 3.3V 电路的电流。 技巧十五：3.3V→5V模拟补偿模块该模块用于补偿 3.3V 转换到 5V 的模拟电压。下面是将 3.3V 电源供电的模拟电压转换为由 5V电源供电。右上方的 147 kΩ、 30.1 kΩ 电阻以及+5V 电源，等效于串联了 25 kΩ 电阻的 0.85V 电压源。这个等效的 25 kΩ 电阻、三个 25 kΩ 电阻以及运放构成了增益为 1 V/V 的差动放大器。0.85V等效电压源将出现在输入端的任何信号向上平移相同的幅度；以 3.3V/2 = 1.65V 为中心的信号将同时以 5.0V/2 = 2.50V 为中心。左上方的电阻限制了来自 5V 电路的电流。 技巧十六：5V→3.3V有源模拟衰减器此技巧使用运算放大器衰减从 5V 至 3.3V 系统的信号幅值。要将 5V 模拟信号转换为 3.3V 模拟信号，最简单的方法是使用 R1:R2 比值为 1.7:3.3 的电阻分压器。然而，这种方法存在一些问题。1）衰减器可能会接至容性负载，构成不期望得到的低通滤波器。2）衰减器电路可能需要从高阻抗源驱动低阻抗负载。无论是哪种情形，都需要运算放大器用以缓冲信号。所需的运放电路是单位增益跟随器 （见图 16-1）。 电路输出电压与加在输入的电压相同。为了把 5V 信号转换为较低的 3V 信号，我们只要加上电阻衰减器即可。 如果电阻分压器位于单位增益跟随器之前，那么将为 3.3V 电路提供最低的阻抗。此外，运放可以从3.3V 供电，这将节省一些功耗。如果选择的 X 非常大的话， 5V 侧的功耗可以最大限度地减小。如果衰减器位于单位增益跟随器之后，那么对 5V源而言就有最高的阻抗。运放必须从 5V 供电，3V 侧的阻抗将取决于 R1||R2 的值。技巧十七：5V→3.3V模拟限幅器在将 5V 信号传送给 3.3V 系统时，有时可以将衰减用作增益。如果期望的信号小于 5V，那么把信号直接送入 3.3V ADC 将产生较大的转换值。当信号接近 5V 时就会出现危险。所以，需要控制电压越限的方法，同时不影响正常范围中的电压。这里将讨论三种实现方法。1. 使用二极管，钳位过电压至 3.3V 供电系统。2. 使用齐纳二极管，把电压钳位至任何期望的电压限。3. 使用带二极管的运算放大器，进行精确钳位。进行过电压钳位的最简单的方法，与将 5V 数字信号连接至 3.3V 数字信号的简单方法完全相同。使用电阻和二极管，使过量电流流入 3.3V 电源。选用的电阻值必须能够保护二极管和 3.3V 电源，同时还不会对模拟性能造成负面影响。如果 3.3V 电源的阻抗太低，那么这种类型的钳位可能致使3.3V 电源电压上升。即使 3.3V 电源有很好的低阻抗，当二极管导通时，以及在频率足够高的情况下，当二极管没有导通时 （由于有跨越二极管的寄生电容），此类钳位都将使输入信号向 3.3V 电源施加噪声。 为了防止输入信号对电源造成影响，或者为了使输入应对较大的瞬态电流时更为从容，对前述方法稍加变化，改用齐纳二极管。齐纳二极管的速度通常要比第一个电路中所使用的快速信号二极管慢。不过，齐纳钳位一般来说更为结实，钳位时不依赖于电源的特性参数。钳位的大小取决于流经二极管的电流。这由 R1 的值决定。如果 VIN 源的输出阻抗足够大的话，也可不需要 R1。 如果需要不依赖于电源的更为精确的过电压钳位，可以使用运放来得到精密二极管。电路如图 17-3所示。运放补偿了二极管的正向压降，使得电压正好被钳位在运放的同相输入端电源电压上。如果运放是轨到轨的话，可以用 3.3V 供电。 由于钳位是通过运放来进行的，不会影响到电源。运放不能改善低电压电路中出现的阻抗，阻抗仍为R1 加上源电路阻抗。技巧十八：驱动双极型晶体管在驱动双极型晶体管时，基极 “驱动”电流和正向电流增益 （Β/hFE）将决定晶体管将吸纳多少电流。如果晶体管被单片机 I/O 端口驱动，使用端口电压和端口电流上限 （典型值 20 mA）来计算基极驱动电流。如果使用的是 3.3V 技术，应改用阻值较小的基极电流限流电阻，以确保有足够的基极驱动电流使晶体管饱和。 RBASE的值取决于单片机电源电压。公式18-1 说明了如何计算 RBASE。 如果将双极型晶体管用作开关，开启或关闭由单片机 I/O 端口引脚控制的负载，应使用最小的 hFE规范和裕度，以确保器件完全饱和。 3V 技术示例： 对于这两个示例，提高基极电流留出裕度是不错的做法。将 1mA 的基极电流驱动至 2 mA 能确保饱和，但代价是提高了输入功耗。技巧十九：驱动N沟道MOSFET晶体管在选择与 3.3V 单片机配合使用的外部 N 沟道MOSFET 时，一定要小心。MOSFET 栅极阈值电压表明了器件完全饱和的能力。对于 3.3V 应用，所选 MOSFET 的额定导通电阻应针对 3V 或更小的栅极驱动电压。例如，对于具有 3.3V 驱动的100 mA负载，额定漏极电流为250 μA的FET在栅极 - 源极施加 1V 电压时，不一定能提供满意的结果。在从 5V 转换到 3V 技术时，应仔细检查栅极- 源极阈值和导通电阻特性参数，如图 19-1所示。稍微减少栅极驱动电压，可以显著减小漏电流。 对于 MOSFET，低阈值器件较为常见，其漏－源电压额定值低于 30V。漏－源额定电压大于 30V的 MOSFET，通常具有更高的阈值电压 （VT）。 如表 19-1 所示，此 30V N 沟道 MOSFET 开关的阈值电压是 0.6V。栅极施加 2.8V 的电压时，此MOSFET 的额定电阻是 35 mΩ，因此，它非常适用于 3.3V 应用。 对于 IRF7201 数据手册中的规范，栅极阈值电压最小值规定为 1.0V。这并不意味着器件可以用来在1.0V 栅 - 源电压时开关电流，因为对于低于 4.5V 的VGS （th），没有说明规范。对于需要低开关电阻的 3.3V 驱动的应用，不建议使用 IRF7201，但它可以用于 5V 驱动应用。
电流检测的应用 电路检测电路常用于：高压短路保护、电机控制、DC/DC换流器、系统功耗管理、二次电池的电流管理、蓄电池管理等电流检测等场景。 对于大部分应用，都是通过感测电阻两端的压降测量电流。 一般使用电流通过时的压降为数十mV～数百mV的电阻值，电流检测用低电阻器使用数Ω以下的较小电阻值；检测数十A的大电流时需要数mΩ的极小电阻值，因此，以小电阻值见长的金属板型和金属箔型低电阻器比较常用，而小电流是通过数百mΩ～数Ω的较大电阻值进行检测。 测量电流时， 通常会将电阻放在电路中的两个位置。第一个位置是放在电源与负载之间。这种测量方法称为高侧感测。通常放置感测电阻的第二个位置是放在负载和接地端之间。这种电流感测方法称为低侧电流感测。 两种测量方法各有利弊，低边电阻在接地通路中增加了不希望的额外阻抗；采用高侧电阻的电路必须承受相对较大的共模信号。低侧电流测量的优点之一是共模电压， 即测量输入端的平均电压接近于零。这样更便于设计应用电路， 也便于选择适合这种测量的器件。低侧电流感测电路测得的电压接近于地， 在处理非常高的电压时、 或者在电源电压可能易于出现尖峰或浪涌的应用中， 优先选择这种方法测量电流。由于低侧电流感测能够抗高压尖峰干扰， 并能监测高压系统中的电流。 电流检测电路 1、低侧检测 低侧电流感测的主要缺点是采用电源接地端和负载、系统接地端时，感测电阻两端的压降会有所不同。如果其他电路以电源接地端为基准，可能会出现问题。为最大限度地避免此问题，存在交互的所有电路均应以同一接地端为基准， 降低电流感测电阻值有助于尽量减小接地漂。 如上图，如果图中运放的 GND 引脚以 RSENSE 的正端为基准，那么其共模输入范围必须覆盖至零以下，也就是GND - (RSENSE × ILOAD)。Rsensor将地（GND）隔开了。 2、高侧检测 随着大量包含高精度放大器和精密匹配电阻的IC的推出，在高侧电流测量中使用差分放大器变得非常方便。高侧检测带动了电流检测IC 的发展，降低了由分立器件带来的参数变化、器件数目太多等问题，集成电路方便了我们使用。下图为一种高侧检测的 IC 方案： 检测电路连接方式 对电流通过电阻器时的压降进行检测，需要从电阻器的两端引出用于检测电压的图案。电压检测连接如下图(2)所示，建议从电阻器电极焊盘的内侧中心引出。这是因为电路基板的铜箔图案也具备微小的电阻值，需要避免铜箔图案的电阻值所造成的压降的影响。 如果按照下图(1)所示，从电极焊盘的侧面引出电压检测图案，检测对象将是低电阻器电阻值加上铜箔图案电阻值的压降，无法正确地检测电流。 PCB Layout参考：
一、分压式偏置放大电路 放大电路静态工作点不稳定的原因： （1）温度影响（2）电源电压波动（3）元件参数改变 什么是分压式偏置电路 分压式偏置电路是一种更为复杂的电路，它使用两个电阻器将电源电压分压，然后将分压后的电压加到放大器的基极上，这种电路的优点是稳定向好 ????查看更多目录???? 分压式电路组成 Rb1是上偏置电阻，Rb2是下偏置电阻 电源电压经Rb1、Rb2串联分压后为三极管提供基极电压VBQ Re起到稳定静态电流的作用，Ce是Re的交流信号旁路电容 电路分析 B点的电流方程为：I1=I2+Ibq 温度t升高—>ICQ增大—>IEQ增大—>VEQ增大—>VBEQ降低—>IB减小—>ICQ下降 估算静态工作点 二、多级放大电路 什么是多级放大电路 单级放大电路的电压放大倍数一般可以达到几十倍，然而，在许多场合，这样的放大倍数是不够用的，常需要把若干个单管放大电路串接起来，组成多级放大器，把信号经过多次放大，从而得到所需的放大倍数 多级放大器耦合 多级放大器中每个单管放大电路称为“级”，级与级之间的连接称为耦合 常用的耦合方式有以下三种：阻容耦合、变压器耦合、直接耦合 级间耦合必须满足以下两个 基本要求： （1）保证前级输出信号能顺利地传输到后级，并尽可能地减小功率损耗和波形失真 （2）耦合电路对前、后级放大电路的静态工作点没有影响 阻容耦合基本电路与放大倍数 变压器耦合多级放大电路 利用变压器初次级线圈之间具有“隔直流耦合交流”的作用，使各级放大器的工作点相互独立，而交流信号能顺利输送到下一级，就称为变压器耦合 利用变压器耦合可以实现阻抗匹配或阻抗变换 直接耦合多级放大电路 直接耦合放大器前后级之间没有隔直流的耦合电容或变压器，因此适用于放大直流信号或变化极其缓慢的交流信号 三、差动放大电路 什么是差分放大电路 差分放大电路又称为差动放大电路，当该电路的两个输入端的电压有差别时，输出电压才有变动，因此称为差动 差分放大电路是模拟集成运算放大器输入级所采用的的电路形式，差分放大电路是由对称的两个基本放大电路，通过射极公共电阻耦合构成的，对称的意思就是说两个三极管的特性都是一致的，电路参数一致，同时具有两个输入信号 差模信号、共模信号、 从一个系统的一对输入端看，若信号的极性相反（同样，电流的方向相反），这样的信号为差模信号若信号的极性相同（同样，电流的方向也相同），这样的信号称为共模信号差模又称串模，指的是两根线之间的信号差值；共模噪声又称对地噪声，指的是两根线分别对地的噪声所有的抗干扰措施都是针对共模噪声的 零点漂移 当放大电路输入信号为零时，由于受温度变化，电源电压不稳等因素的影响，使静态工作点发生变化，并被逐级放大和传输，导致电路输出端电压偏离原固定值而上下漂动的现象。它又被简称为：零漂主要原因： （1）温度变化（温漂） （2）电源波动 典型电路：差分放大电路 电路工作原理 在理想对称的情况下： 1.克服零点漂移； 2.零输入零输出； 3.抑制共模信号； 4.放大差模信号； 抑制共模信号 共模信号：数值相等、极性相同的输入信号 如 T(℃)↑→IC1↑IC2↑→UE↑→ IB1↓IB2↓→IC1↓IC2↓ 抑制了每只差分管集电极电流、电位的变化 放大差模信号 差模信号：数值相等，极性相反的输入信号 … KCMR 差分放大电路抑制共模信号及放大差模信号的能力，常用共模抑制比来衡量：放大器对差模信号的电压放大倍数Aud与对共模信号的电压放大倍数Auc之比，称为共模抑制比 在实际应用信号源需要有“接地”点，以避免干扰； 或负载需要有“接地”点，以安全工作； 四、互补输出级 输出级的要求：带负载能力强、直流功耗小、最大不失真输出电压 什么是互补对称输出级 集成运放的输出级采用的是互补对称输出级，互补对称输出级一定是射极输出器，即：共集电极接法 T1为NPN管，T2为PNP管 要求：两只管子参数相同，特性对称 共集电极接法 提升带负载能力 基本电路组成与工作原理 (1)特征：T1、T2特性理想对称 (2)静态时T1、T2均截止，UB= UE=0，uo = 0v (3)动态分析ui正半周，电流通路为+VCC→T1→RL→地，uo=ui-0.7≈ui，uo = ui ui>0→T2截止，ui>0.7v→T1导通 ui<0→T1截止，ui<-0.7v→T2导通 T1,T2管子交替工作，两路电源交替供电，双向跟随 集成运放的组成 电路由输入级、中间级、输出级构成 输入级采用差动放大器，中间级由一般放大器构成，输出级多为功率输出器，偏置电路则由电流源组成 若将集成运放看成为一个“黑盒子”，则可等效为一个双端输入、单端输出的差分放大电路 交越失真 输入信号很小时，达不到三极管开启电压，三极管不导电 因此在正、负半轴交替过零处会出现一些非线性失真，这个失真称为交越失真非线性失真亦称波形失真、非线性畸变，表现为输出信号与输入信号不成线性关系 消除交越失真的方法：选择合适的静态工作点 消除交越失真 选择合适的Q点，减小动态损失，避开死区电压区，使每一晶体管处于微导通状态，一旦加入输入信号，使其马上进入线性工作区 静态时，有一个回路（蓝色），首先让两只二极管导通，那么可以通过调整R1R2来调整回路电流，使得两只二极管导通电压加起来（b1b2之间的电压）刚好是T1、T2开启电压，或者稍微大一些 动态时，D1、D2等效为两个很小的电阻，由于RL从输入回路看阻值为原来的（1+β)倍，D1、D2的阻 值可忽略不计（ui为负时，只会减小流过D1的电流，但由于它非常小，可以忽略不计） 准互补输出级 为保持输出管的良好对称性，输出管应为同类型晶体管（T2和T4） 这种输出管为同一类型管的电路称为准互补输出电路。常用作功率放大，也称OCL电路 总结 1、（1）三极管的放大条件是什么？ （2）三极管正常导通时硅管VBE和锗管VBE的导通电压分别时多是？ （3）三极管输出特性是反应那两个量之间的关系？ 2、（1）共发射极放大电路用于多级放大电路的那一级？ （2）共集电极放大电路电压放大倍数和电流放大各有什么特点？ （3）共基极放大电路主要用于那些场合？ 3、固定偏置放大电路中，出现饱和失真和截至失真的原因是什么？ 4、放大电路静态工作点不稳定的原因是什么？ 5、（1）多级放大电路一般由那几部分组成？ （2）多级放大器耦合方式有那几种？ 6、（1）什么是差模信号？ （2）零点漂移的原因是什么？ （3）差分放大器理想对称情况下有什么有点呢，比如克服零点漂移，还有那几个优点呢？ 题1 1.三极管这个厂放大信号：发射结应加正向电压，集电结应加反向电压 2.硅管VBE的导通电压约为0.7V，锗管VBE的导通电压约为0.3V 3.三极管输出特性反应了输入电压和输出电流之间的关系题2 1.共发射极放大电路用于多级放大电路的中间级 2.只有电流放大作用，无电压放大作用，输入电阻大，输出电阻小，常用作实现阻抗匹配或作为缓冲电路来使用，也可作为多级放大器的输出级 3.共基极放大电路主要用于高频放大器、高频振荡器、宽频带放大器题3 饱和失真的原因是输入信号过大，使得三极管处于饱和状态；截至失真的原因是输入信号过小，使得三极管处于截至状态题4 温度影响、电源电压波动、元件参数改变题5 1.输入级、中间级、输出级 2.阻容耦合、变压器耦合、和直接耦合题6 1.从一个系统的一对输入端看，若信号的极性相反（同样，电流的方向相反） 差模又称串模，指的是两根线之间的信号差值；而共模噪声又称对地噪声，指的是两根线分别对地的噪声；所有的抗干扰措施都是针对共模噪声的2.温度变化、电源被动 当放大电路输入信号为零时，由于受温度变化，电源电压不稳等因素的影响，使静态工作点发生变化，并被逐级放大和传输，导致电路输出端电压偏离固定值而上下漂动现象 3.克服零点漂移、抑制共模信号、放大差模信号、零输入零输出
文章目录 2.1.运放和比较器 2.2.差分放大 2.3.偏置电压 2.4.运放放大倍数的选择 2.5.运放选型 1.1.不同数量的采样电阻方案 1.2.采样电阻的位置 1.3.采样窗口问题 1.电流采样方案 2.运放电路 1.电流采样方案 1.1.不同数量的采样电阻方案 电流采样是FOC中基础且重要的一个步骤，只有电流采样准确了整个算法才能获得好的效果。电流采样是采集续流电流，也就是在三个下管导通的时候采样，采集中间时刻的电流，可以反映平均电流（用电感续流来理解，在电感续流的时候，中间时刻的电流就可以反应平均电流）。电流采样方式一般分为三电阻、双电阻、单电阻采样，其优缺点如下图所示。 1.2.采样电阻的位置 这里使用下采样电阻，也就是电流采样电阻放在下端，有两个好处：一是共模电压接近0V，信号处理相对比较容易。二是在一个PWM周期内采样电阻存在不通电的情况，这样可以降低采样电阻的功率。另外，母线上还有一个母线电阻，这个电阻有两个作用。一是用于单电阻采样；二是采集母线电流，实现过流保护。另外，存在将电阻串在相线上的情况，如下图所示。此时相比下电阻采样，采集的电流就不同了，因为电流始终是连续的，不存在采样窗口的问题。为了采集平均电流，可以采集三上桥臂导通的中间时刻的电流。但是这种方案运放的共模电压也高了，并且由于电流始终流过电阻，所以电阻的功率要比下电阻采样要高。 1.3.采样窗口问题 当下管的PWM占空比很小的时候，如下图所示的PWM3。由于ADC采样需要保持一定的时间，所以占空比很小的时候采集到的数据就可能不准。由KCL可知此时的三相电流的和为0，此时如果是三电阻采样方案，那么可以使用另外两相占空比大的算出第三相的电流。而如果是双电阻采样那么就没办法了，只能就这样使用，或者限制下管的最小占空比，这样才能保证采样的电流是准确的。对于单电阻采样来说，需要根据不同的开关组合得到对应的电流，而且需要在一个PWM周期内采样两次，依靠算法来重构三相电流，所以是最困难的一种方案。 2.运放电路 为了降低采样电阻的功耗，一般采样电阻的阻值都很小。那么其两端的压差也很小，如果直接输入单片机的ADC进行采集，那么单片机很难分辨出来。所以为了提高分辨率，需要对电压进行放大。此外，这么小的电压信号在放大之前也很容易受到干扰，所以对于PCB的布局布线有要求，需要尽量减小干扰。注意：采集到的电流信号不需要进行滤波处理，因为滤波会造成信号延迟。 2.1.运放和比较器 如下图所示，比较器的两个输入端接两个模拟信号，比较器的输出是一个数字信号，即高低电平。但是比较器内部是集电极开路或者漏极开路输出，所以需要在比较器的输出端接上拉电阻。比较器输出数字信号，他的跳边沿很陡。也就是说比较器的输出要么饱和，要么截止，而运放一般工作在放大区。所以按照输出特性曲线来说，比较器工作在下图的红圈处（注意下面的红圈也可以认为是负饱和区，只不过一般运放的负端接GND，那么就是0V，也认为是截止）。而运放工作在虚线内的放大区。为了让比较器的输出沿更陡，一般接一个正反馈。而运放工作在线性区。为了让运放不饱和，一般会接一个负反馈，抑制运放的饱和，让他工作在线性区。此外，运放接入正反馈，也可以当做比较器来使用。 2.2.差分放大 所谓差分就是对两个信号求差，差分放大就是对两个信号的差值进行放大。其实这里根据采样电路就决定了使用的就是差分，因为需要计算的是采样电阻两端的压差，也就是电位差，这就是差分。差分放大的好处是可以消除共模干扰，所谓共模就是信号对地来说，共模干扰就是信号相对于地这个参考点来说的干扰。如下图所示，如果Ia+和Ia-都存在对地的干扰，那么信号作差之后共模干扰就会减小，这样运放输出的信号就更加准确。差分接法虽然可以减小共模干扰的影响，但是也存在差模干扰。所谓差模干扰，就是两根信号线之间的干扰。这是因为两个信号线之间的环路有磁场的变化，这样就会引入干扰。所以差模干扰跟信号走线也有关系，如果两根信号线之间的环路比较大的话，空间就会大，这样磁场变化引起的干扰也就会越大。因此差分接法走线的时候也尽量要走差分线，这样可以把环路空间减小，起到抑制差模干扰的作用。如下图所示，上面的走线围城的面积空间大，环路大，这样信号线上有电流流过时，就会产生空间磁场，就会有磁耦合产生干扰。而下面的走线形式环路小，空间小，这样产生的干扰就小，下面这种形式的走线就是差分走线。实际的PCB中，差分走线的间距放一倍的线宽就行，一般是0.3mm。并且走线必须要同一层，不在同一层的话需要打孔，打孔的话就会产生寄生电容，这样就会对信号产生影响，所以走线最好在同一层。 2.3.偏置电压 由于采样电阻上的电流可以从下往上流，也可以从上往下流，也就是两端的电压可正可负，那么输入运放的差分电压就是正负电压。如果运放是正负电源供电，那么此时运放可以输出放大的正负电压，但是单片机没法检测负压信号，所以运放只能单电源供电。如果运放是单电源供电，那么又无法输出负压，所以需要对负压进行处理，也就是对负压进行电压抬升，如下图所示。这个抬升电压也很简单，根据波形对称，再考虑单片机的AD采样电压为3.3V，所以选择3.3V的一半。 2.4.运放放大倍数的选择 为了提高分辨率，让运放的输出越接近3.3V越好，留一点余量一般考虑输出3V即可。这里的运放输出3V，指的是采样电阻流过电机的额定电流时运放的输出。所以这里也能看出来，如果电机的工况能够确定，这里的运放放大倍数也能确定。也就是如果选了个大电机，而工况都是小负载电流很小，那么按照电机额定电流设计的电路板的分辨率就会低，控制效果不好。这也解释了为什么ODrive在云台电机这种小电流的电机上没有进行电流采样，因为它是针对大电流设计的，小电流的时候分辨率太低了。对于以下电阻的取值，需要根据放大倍数来选择。反馈电阻一般不建议大于100K，因为根据大量测试大于100K的话容易引入噪音，也就是干扰。最后根据运放的虚短和虚断就可以求得运放的输出和输入之间的关系。在匹配好放大倍数的前提下，这里的2K电阻考虑到了一定的限流作用，而且功耗会低一些。其他没有很多的考虑，这里选择1K的电阻，然后和反馈电阻匹配好放大倍数也可以。此外，有的时候会在运放的两个输入端接入一个pF级别的电容，用于滤除差分干扰。但是只要能够控制这个差分回路，可以不用接这个电容，接了这个电容可能会对信号造成延迟。所以即使加，也是加入一个很小的电容，pF级别。运放的输出到单片机的ADC引脚之间有一个电阻R97，这个电阻一般取值为几十欧姆，要考虑ADC内部的采样保持电容的充电时间。这个电阻是充电阻抗，可以破坏走线寄生参数带来的震荡。因为走线上存在寄生参数，很容易满足震荡条件，加了电阻的话可以破坏震荡条件。（？） 2.5.运放选型 运放选型一般从供电电压、带宽、速度（压摆率）等角度考虑。供电电压一般参考单片机的电压来选择， 比如3.3V的单片机就选择3.3V供电的运放。带宽就是在这个频率范围内，放大的信号不出现衰减或失真，一般经验值选择5-20M。压摆率表示运放的输出速度，也就是输出电压的变化率，一般选择在5-10V/us。此外， 采样电阻上的信号的频率并不等于载波频率，而是跟转速有关系，也就是一个电周期的频率大小。电流采样的运放不一定要选择高速运放，一般来说压摆率选择5V/us也足够使用。
1 什么是运算放大器 运算放大器(运放)用于调节和放大模拟信号，运放是一个内含多级放大电路的集成器件，如图所示： 左图为同相位，Vn端接地或稳定的电平，Vp端电平上升，则输出端Vo电平上升，Vp端电平下降，则输出端Vo电平下降；右图为反相位，Vp端接地或稳定的电平，Vn端电平上升，则输出端Vo电平下降，Vn端电平下降，则输出端Vo电平上升 2 运算放大器的性质 理想运算放大器具备以下性质： 无限大的输入阻抗： 理想的运算放大器输入端不容许任何电流流入，即输入信号V+与V-两端点的电流信号恒为零，即输入阻抗无限大 趋近于零的输出阻抗： 理想运算放大器的输出端是一个完美的电压源，无论流至放大器负载的电流如何变化，放大器的输出电压恒为一定值，即输出阻抗为零 无限大的开回路增益： 理想运算放大器的开回路的状态下，输入端的差动信号有无限大的电压增益，这个特性使得运算放大器十分适合在实际应用时加上负反馈组态 无限大的共模抑制比： 理想运算放大器只能对V+与V-两端点电压的差值(差分信号)有反应，即只放大V + − V − 的部份。对于两输入信号的相同的部分(共模信号)将完全忽略不计 共模信号：双端输入时，两个信号相同。差模信号：双端输入时，两个信号的相位相差180度 集成运算放大器有两种工作状态： 线性状态和非线性状态，当给集成运算放大器加上负反馈电路时，工作在线性状态，如果给集成运算放大器加正反馈电路或当其在开环工作时，工作在非线性状态 工作在线性状态的集成运算放大器有以下特点： 具有虚断特性及流入和流出输入端的电流都为0，I-=I+=0A 具有虚短的特性及两个输入端的电压相等，U+=U- 虚短和虚断 虚短： 集成运算放大器的开环放大倍数很大，一般通用型的运算放大器的开环电压放大倍数都在80dB以上，但是运放的输出电压是有限制的，一般 在10V～14V，然而运放的差模输入电压不足1 mV，因此可以输入两端可以近似等电位，就相当于短路。开环电压放大倍数越大，两输入端的电位越接近相等，这种特性称之为虚短 虚断： 集成运算放大器具有输入高阻抗的特性，一般同向输入端和反向输入端的输入电阻都在1MΩ以上，所以输入端流入运放的电流往往小于1uA，远小于输入端外电路的电流。所以这里通常可把运放的两输入端视为开路，并且运放的输入电阻越大，同向和反向输入两端越接近开路。在运放处于线性状态时，根据这个特性可以把两输入端视为等效开路，简称虚断 工作在非线性状态的集成运算放大器具有以下特点： 当同相输入端电压大于反向输入端电压时，输出电压为高电平 当同相输入端电压小于反向输入端电压时，输出电压为低电平 3 运算放大器的分类 运算放大器按参数可分类为如图所示： 通用型运算放大器： 价格低廉，其性能指标适合于一般应用场景，常用型号LM358、LM324 低温漂型运算放大器： 在精密仪器、弱信号检测等自动控制仪表中，失调电压要小且不随温度的变化而变化，常用型号OP07、AD508 高精度运算放大器： 受温度影响小，噪声低，灵敏度高，适合微小信号放大，常用型号CF725M 高阻型运算放大器： 差模输入阻抗非常高，输入偏置电流非常小，一般Rid＞1GΩ~1TΩ，Ib为几皮安到几十皮安，常用型号LF355、CA3130 高速型运算放大器： 具有高的转换速率和宽的频率响应，用于快速A/D和D/A转换器，常用型号LM318、AD8052 低功耗型运算放大器： 低电源电压供电、低功率消耗，常用型号LM321、AD849 高压大功率型运算放大器： 运放的输出电压受供电电源的限制，普通运放若要提高输出电压或增大输出电流，需要加辅助电路。高压大功率运放外部不需要任何电流，即可输出高电压和大电流，常用型号PA44、A791 可编程控制运算放大器： 放大倍数可变，常用型号PGA103A、LTC6910 4 运算放大器的参数 共模输入电阻： 表示运算放大器工作在线性区时，输入共模电压范围与该范围内偏置电流的变化量之比 直流共模抑制： 用于衡量运算放大器对作用在两个输入端的相同直流信号的抑制能力 交流共模抑制： 用于衡量运算放大器对作用在两个输入端的相同交流信号的抑制能力 增益带宽积： 是个常量，定义在开环增益随频率变化的特性曲线中以(-20dB/10倍频程)滚降的区域 输入偏置电流： 指运算放大器工作在线性区时流入输入端的平均电流 偏置电流温漂： 输入偏置电流在温度变化时产生的变化量 输入失调电流： 流入两个输入端的电流之差 输入失调电流温漂： 输入失调电流在温度变化时产生的变化量 差模输入电阻： 输入电压的变化量与相应的输入电流变化量之比，电压的变化导致电流的变化 输出阻抗： 运算放大器工作在线性区时，输出端的内部等效小信号阻抗 输出电压摆幅： 输出信号不发生钳位的条件下能够达到的最大电压摆幅的峰值 功耗： 在给定电源电压下所消耗的静态功耗 电源抑制比： 衡量电源电压变化时运算放大器保持其输出不变的能力 转换速率： 输出电压的变化量与发生变化所需要时间之比的最大值 电源电流： 指定电源电压下器件消耗的静态电流 单位增益带宽： 开环增益大于1时运算放大器的最大工作频率 输入失调电压： 表示使输出电压为零时需要在输入端作用的电压差 输入失调电压温漂： 指温度变化引起的输入失调电压的变化 输入电容： 表示运算放大器工作在线性区时任何一个输入端的等效电容 输入电压范围： 运算放大器正常工作时，允许输入电压的范围 输入电压噪声密度： 可以看作是连接到任意一个输入端的串联噪声电压源 输入电流噪声密度： 可以看作是两个噪声电流源，连接到每个输入端和公共端 5 运算放大器的应用 反相放大电路如图所示： 反相放大电路输入输出电压关系： 同相放大电路如图所示： 同相放大电路输入输出电压关系： 加法电路如图所示： 加法电路输入输出电压关系： 减法电路如图所示： 减法电路输入输出电压关系： 积分电路如图所示： 积分电路输入输出电压关系： 微分电路如图所示： 微分电路输入输出电压关系： 差分放大电路如图所示： 差分放大电路输入输出电压关系： 电压跟随器如图所示： 电磁采样放大电路如图所示：
电机驱动领域，很多场景都需要把电机的驱动电流采集回来，让系统做进一步的处理。 在BMS系统中，同样也是需要用到电流采样电路。 常用的采集方式一般分为两种： （1）电阻采样，这种方案的优势就是成本低，是较为常用的电流采集手段，在很多设备的板卡中都能看到。 原理：根据欧姆定律，但电流流过电阻时，电阻两端会产生压差，运放利用这一个压差进行放大处理，再给到ADC。 （2）霍尔采样，当霍尔器件中间的导体通过电流时，形成的磁场会让霍尔器件两端产生压差，然后再经过运放做放大处理，这种方式是比较安全的，做到了强弱电完全隔离。 本文我们重点关注电阻采样 就和我们上面所说的，电流经过电阻时会产生压差，通过采集电阻两端的电压再做相应的处理，再根据欧姆定律（I=U/R）就可以间接的算出电流了。基本框架图： 采样电阻的阻值是比较小的，这里可能有小伙伴就有疑问了，为什么不把电阻的阻值选大点？根据P=I²R，如果选择的阻值越大，那P（功率）也就越大，但电流增加时，那电阻由于P增大，发热量就会越大。那在实际项目中不可能无限的选择大封装的电阻。所以采样电阻的阻值都是比较小。采样电阻的类型也比较多，不同封装的功率也不一样。 这里重点分析差分放大电路，单端的由于性能上有所差异，这里就不再展开了。原理图如下图1所示： 图1下面对图1进行分析计算： 同样还是老套路，直接用上虚短虚断进行分析计算。 首先差分放大电路有一个前提条件：R2=R1,R4=R3。 由虚短可知： U-=U+------------------------公式1 由虚断可知： 流过R2的电流I2和流过R4的电流I4是相等的。得： I2=I4 I2=(UIN+-U+)/R2------------------公式2 I4=U+/R4------------------------公式3 (UIN+-U+)/R2=U+/R4-------------公式4 同理流过R1的电流I1和流过R3的电流I3是相等的。得： I1=I3 I1=(UIN--U-)/R1------------------公式5 I3=(U--Uout)/R3------------------公式6 (UIN--U-)/R1=(U--Uout)/R3-------公式7 由公式1,4,7再加上前提条件（R2=R1,R4=R3）最终计算出： Vout=R3/R1(UIN+-UIN-) 最后，R5和C1组成RC低通滤波器滤除杂波，D1和D2组成钳位电路，限制输入给MCU的电压，保护MCU。好了，今天就先写到这吧！
今天来分析一下比较简单的延时关机电路。电路图如下：原理如下：当滑动开关档位在右边时，处于关机状态，此时，电容C1由电池BAT进行充电。当滑动开关档位在左边时，处于开机状态，电池BAT的电流通过滑动开关SW1的5,6管脚流向R1和Q2。电容C1的电流通过SW1的2,3管脚流向R6。如下图所示：由于运放U1.1的-端电压是经过R4和R5分压得来，电压比+端的低，所以运放输出高电平给到Q1的B极，从而导致三极管Q1导通。当三极管Q1导通后，拉低Q2的B极电压，这样Q2导通，电池BAT的电流通过Q2流向后面负载，负载得电工作。随着时间的推移，电容C1的电量释放完之后，运放的+端电压低于-端电压，运放输出低电平，三极管Q1截止，从而使三极管Q2 B极电平拉高，最后Q2也同时截止，这样就可以实现延时关机了。好了，今天就先写到这吧！
基础 在学习运放选型前，我们需要先来透测的学习运放电路的内部结构和原理，对于我们来说是模拟电路中十分重要的元件，它能组成放大、加法、减法、转换等各种电路，我们可以运用运放的"虚短"和"虚断"来分析电路，然后应用欧姆定律等电流电压关系，即可得输入输出的放大关系等。 由于运放的电压放大倍数很大，一般通用型运算的开环电压放大倍数都在80 dB以上。而运放的输出电压是有限的，一般在 10 V～14 V 因此运放的差模输入电压不足1 mV，两输入端近似等电位，相当于"短路"。开环电压放大倍数越大，两输入端的电位越接近相等。 虚短 是指在分析运算放大器处于线性状态时，可把两输入端视为等电位，这一特性称为虚假短路，简称虚短。显然不能将两输入端真正短路。 由于运放的差模输入电阻很大，一般通用型运算放大器的输入电阻都在1MΩ以上。因此流入运放输入端的电流往往不足1uA，远小于输入端外电路的电流。故通常可把运放的两输入端视为开路，且输入电阻越大，两输入端越接近开路。 虚断 是指在分析运放处于线性状态时，可以把两输入端视为等效开路，这一特性称为虚假开路，简称虚断。显然不能将两输入端真正断路。 下面本文用虚断和虚断方法来对实际的电路进行分析，如图1-1所示，是常见的反相比例运算放大电路： 在反相放大电路中，信号电压通过电阻R1加至运放的反相输入端，输出电压Vo通过反馈电阻Rf反馈到运放的反相输入端，构成电压并联负反馈放大电路。 运放的同相端接地=0V，反相端和同相端虚短，所以也是0V，反相输入端输入电阻很高，虚断，几乎没有电流注入和流出，那么R1和Rf相当于是串联的，流过一个串联电路中的每一只组件的电流是相同的，即流过R1的电流和流过Rf的电流是相同的。 根据欧姆定律： Is= (Vs- V-)/R1……......…(1) If= (V- - Vo)/Rf……...........(2) V- = V+ = 0 ……......………(3) Is= If ……………......………(4) 求解后可能Vo== (-Rf/R1)*Vi 在分析电路的过程中，暂时不用管运放的其他特性，就根据虚短和虚断的特性来分析。当然，若运放不工作在放大区时，不满足虚短和虚断发条件，不能使用此种方法来分析，如比较器。 如下图1-2，是运放实现的加法器，用虚短和虚断的方法来分析此电路。 由于电路存在虚短，运放的净输入电压vI=0，反相端为虚地。 vI=0，vN=0…………………............................(5) 反相端输入电流iI=0的概念，通过R2与R1的电流之和等于通过Rf的电流故： (Vs1 – V-)/R1 + (Vs2 – V-)/R2 = (V- –Vo)/Rf....(6) 如果取R1=R2=R3，由a，b两式解得 -Vout=Vs1+Vs………..................................……(7) 式(7)中负号为反相输入所致，若再接一级反相电路，可消去负号。 简言之，虚短是运放正输入端和负输入端的电压相等，近似短路;虚断是流入正负输入端的电流为0。只要掌握了这一点，再运用欧姆定律，即可很容易的分析同相比例放大电路，反向比例放大电路等常用的运放放大电路。 运放具体该怎么选择呢? 重点牢记 1、通用型运算放大器 通用型运算放大器就是以通用为目的而设计的。这类器件的主要特点是价格低廉、产品量大面广,其性能指标能适合于一般性使用。mA741(单运放)、LM358(双运放)、LM324(四运放)，它们是目前应用最为广泛的集成运算放大器。 2、精密运算放大器 精密运算放大器一般指失调电压低于1mV的运放，对于直流输入信号，输入失调电压(VOS)和它的温漂小就行，但对于交流输入信号，我们还必须考虑运放的输入电压噪声和输入电流噪声，在很多应用情况下输入电压噪声和输入电流噪声显得更为重要一些。在传感器类型和(或)其使用环境带来许多特别要求时，例如超低功耗、低噪声、零漂移、轨到轨输入及输出、可靠的热稳定性和对数以千计读数和(或)在恶劣工作条件下提供一致性能的可再现性，运算放大器的选择就会变得特别困难。精密放大电路会多一些电源去耦，滤波等特殊设计的电路。主要区别在于运算放大器上，精密运算放大器的性能比一般运放好很多，比如开环放大倍数更大，CMRR更大，速度比较慢，GBW，SR一般比较小。失调电压或失调电流比较小，温度漂移小，噪声低等等。好的精密运放的性能远不是一般运算放大器可以比得，一般运放的失调往往是几个mV，而精密运放可以小到1uV的水平。要放大微小的信号，必须用精密运放，用了一般的运放，它自身都会带入很大的干扰。要通过外围电路改善，小幅或者微调可以，但无法大幅度或者彻底改变。最常用的精密运放为OP07，以及它的家族，OP27，OP37，OP177，OPA2333。其他的还有很多，比如美国AD公司的产品，很多都是OPA带头的。 3、高阻型集成运算放大器 高阻型集成运算放大器的特点是差模输入阻抗非常高,输入偏置电流非常小,一般rid>(109~1012)W,IIB为几皮安到几十皮安。实现这些指标的主要措施是利用场效应管高输入阻抗的特点,用场效应管组成运算放大器的差分输入级。用FET作输入级,不仅输入阻抗高,输入偏置电流低,而且具有高速、宽带和低噪声等优点,但输入失调电压较大。常见的集成器件有LF356、LF355、LF347(四运放)及更高输入阻抗的CA3130、CA3140等。 4、低温漂型运算放大器 在精密仪器、弱信号检测等自动控制仪表中,总是希望运算放大器的失调电压要小且不随温度的变化而变化。低温漂型运算放大器就是为此而设计的。常用的高精度、低温漂运算放大器有OP-07、OP-27、AD508及由MOSFET组成的斩波稳零型低漂移器件ICL7650等。 5、高速型运放 高速型运放在快速A/D和D/A转换器、视频放大器中,要求集成运算放大器的转换速率SR一定要高,单位增益带宽BWG一定要足够大,像通用型集成运放是不能适合于高速应用的场合的。高速型运算放大器主要特点是具有高的转换速率和宽的频率响应。常见的运放有LM318、mA715等,其SR=50~70V/us,BWG>20MHz。 6、低功耗型运放 低功耗型运放由于电子电路集成化的最大优点是能使复杂电路小型轻便,所以随着便携运算放大器式仪器应用范围的扩大,必须使用低电源电压供电、低功率消耗的运算放大器相适用。常用的运算放大器有TL-022C、TL-060C等,其工作电压为±2V~±18V,消耗电流为50~250mA。目前有的产品功耗已达微瓦级,例如ICL7600的供电电源为1.5V,功耗为10mW,可采用单节电池供电。 7、高压大功率型运算放大器 高压大功率型运算放大器的输出电压主要受供电电源的限制。在普通的运算放大器中,输出电压的最大值一般仅几十伏,输出电流仅几十毫安。若要提高输出电压或增大输出电流,集成运放外部必须要加辅助电路。高压大电流集成运算放大器外部不需附加任何电路,即可输出高电压和大电流。例如D41集成运放的电源电压可达±150V,mA791集成运放的输出电流可达1A。 总结 相信通过上面的介绍，对不同使用条件下是否能使用同一种运放，显然是比较清楚的，实际选择集成运放时,还应考虑其他因素。 例如信号源的性质,是电压源还是电流源?负载的性质?集成运放输出电压和电流的是否满足要求?环境条件,集成运放允许工作范围、工作电压范围、功耗与体积等因素是否满足要求? 最后再赠送大家一些评价运放的小经验，评价集成运放性能的优劣,应看其综合性能： SR为转换率,单位为V/ms,其值越大,表明运放的交流特性越好; Iib为运放的输入偏置电流,单位是nA; VOS为输入失调 电压,单位是mV。 Iib和VOS值越小,表明运放的直流特性越好。
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