关于BJT与MOS管的详细解析-KIA MOS管

BJT与MOS管（场效应管）区别

1、三极管是电流控制电流，场效应管是电压控制电流（主要区别）。

2、三极管功耗大（极大的限制了三极管在大规模集成电路中的应用），场效应管功耗小（集成电路中应用广泛）。

3、场效应管栅极几乎不取电流，而三极管工作时基极总要吸取一定的电流。因此场效应管的输入电阻比三极管的输入电阻高。

4、三极管导通电阻大，场效应管导通电阻小，只有几百毫欧姆，在现在的用电器件上，一般都将场效应管作为开关，其效率是比较高的。

5、场效应管的噪声系数很小，在低噪声放大电路的输入级及要求信噪比较高的电路中要选用场效应管。

6、三极管是双极性（内部导电方式：空穴和载流子），场效应管是单极性（空穴or载流子）。

类比：

三极管的NPN型与PNP型 对应于场效应管的 N型与P型。

三极管的b、c、e极 对应于场效应管的 g、d、s极。

MOS管和BJT的应用心得

1. mos管的发热问题

目前设计的Server电源中，用到两组MOS管给CPU供电，在持续工作条件下非常烫手，尽管目前工作性能还比较正常，但对整体功效有影响，长期影响系统的可靠性。由于板面限制，没法多并联几个MOS，该如何解决这个问题？

对于服务器电源中的负载开关这类应用，由于MOS管基本上一直都是处于导通状态，故MOS管的开关特性无关紧要，而导通阻抗(RDS(ON))却可能是这种应用的关键品质因数，建议选用低导通电阻MOS管。导通电阻最低到1mΩ。如果功率密度较大，建议采用具有很低热阻的CanPAK封装、能实现顶部冷却。

无论N型或者P型MOS管，其工作原理本质是一样的。MOS管是由加在输入端栅极的电压来控制输出端漏极的电流。MOS管是压控器件它通过加在栅极上的电压控制器件的特性，不会发生像三极管做开关时的因基极电流引起的电荷存储效应，因此在开关应用中， MOS管的开关速度应该比三极管快。

在开关电源应用方面，这种应用需要MOS管定期导通和关断。比如，DC-DC电源中常用的基本降压转换器依赖两个MOS管来执行开关功能，这些开关交替在电感里存储能量，然后把能量释放给负载。

我们常选择数百kHz乃至1 MHz以上的频率，因为频率越高，磁性元件可以更小更轻。在正常工作期间，MOS管只相当于一个导体。因此，我们电路或者电源设计人员最关心的是MOS的最小传导损耗。

我们经常看MOS管的PDF参数，MOS管制造商采用RDS（ON） 参数来定义导通阻抗，对开关应用来说，RDS（ON） 也是最重要的器件特性。

数据手册定义RDS（ON） 与栅极 （或驱动）电压 VGS 以及流经开关的电流有关，但对于充分的栅极驱动，RDS（ON） 是一个相对静态参数。一直处于导通的MOS管很容易发热。

另外，慢慢升高的结温也会导致RDS（ON）的增加。MOS管数据手册规定了热阻抗参数，其定义为MOS管封装的半导体结散热能力。RθJC的最简单的定义是结到管壳的热阻抗。

1.发热情况有，电路设计的问题，就是让MOS管工作在线性的工作状态，而不是在开关状态。这也是导致MOS管发热的一个原因。

如果N-MOS做开关，G级电压要比电源高几V，才能完全导通，P-MOS则相反。没有完全打开而压降过大造成功率消耗，等效直流阻抗比较大，压降增大，所以U*I也增大，损耗就意味着发热。这是设计电路的最忌讳的错误。

2.频率太高，主要是有时过分追求体积，导致频率提高，MOS管上的损耗增大了，所以发热也加大了。

3.没有做好足够的散热设计，电流太高，MOS管标称的电流值，一般需要良好的散热才能达到。所以ID小于最大电流，也可能发热严重，需要足够的辅助散热片。

4.MOS管的选型有误，对功率判断有误，MOS管内阻没有充分考虑，导致开关阻抗增大。

开关频率

再来看最为重要的一点，那就是开关速度。这一点对于没有器件物理知识的读者来说，讨论起来会比较困难，所以这里不涉及具体的机理，仅说一下结论性的东西。

我们知道BJT饱和时，两个PN结都是正偏的，对于NPN型，集电极电流主要是发射区的电子先扩散到基区，然后再漂移到达集电区被收集而形成的。当BJT工作在饱和状态时，注入的基极电流IB往往大于临界饱和时所需要的基极电流IBS。

那么，集电区不能收集到从发射区扩散到基区的全部电子，基区就会有电子的积累，或者说基区存储有少子电荷QBS。当外加基极驱动电压Ui突变为0时，QBS不能马上消散。只要QBS没有消散，集电极电流就一直存在，BJT不能马上关断。

为了关断BJT，必须从基极抽取存储的少子电荷QBS。这个抽取过程所需的时间就是存储时间，对一般的BJT，这个时间在μS级，严重影响了BJT的关断速度。而对MOSFET，开启与关断的时间仅仅是寄生电容充放电的时间，这个时间很容易控制到nS级甚至更小。

所以从开关速度来说，BJT也远远不及MOSFET。这也是造成现代功率电子电路中的功率开关几乎全部被MOSFET替换的最主要原因。

导通损耗

接下来，我们看一下导通时的损耗。开关管导通时，对于BJT来说，存在一个近乎常量的饱和压降UCE（sat），对不同功率级别的管子来说，这个值在几百mV到几V之间。

而对于MOSFET而言，这个压降等于漏源电流ID和导通电阻Ron的乘积。一般的低压MOSFET，Ron为几mΩ到几百mΩ，而高压MOSFET的这个值约几百mΩ到几Ω。

下面看一下这些寄生参数是如何影响开关速度的。

如图十，当驱动信号Ui到来的一瞬间，由于MOSFET处于关断状态，此时CGS和CGD上的电压分别为UGS=0，UGD=-VDD，CGS和CGD上的电荷量分别为QGS= 0，QGD= UGDCGD=VDDCGD。

接下来Ui通过RG对CGS充电，UGS逐渐升高（这个过程中，随着UGS升高，也会伴随着CGD的放电，但是由于VDD远大于UGS，CGD不会导致栅电流的明显增加）。

当UGS达到阈值电压时，开始有电流过MOSFET（事实上，当UGS还没有达到阈值电压时，已经有微小的电流流过MOSFET了），MOSFET上承受的压降由原来的VDD开始减小， CGD上的电压也会随之减小，那么，也就伴随着的CGD放电。

由于CGD上的电荷量QGD= VDDCGD较大，所以放电的时间较长。在放电的这段时间内，栅极电流基本上用于CGD的放电，因此栅源电压的增加变得缓慢。

放电完成后，Ui通过RG继续对CGS和CGD充电（因为此时MOSFET已经充分导通，相当于CGS和CGD并联），直到栅源电压达到Ui，开启过程至此完成。图十一的曲线很好地描绘了导通过程中UGS随时间变化的曲线。需要注意的是，由于驱动提供的不是电流源，所以实际上的曲线并非直线，图十一仅代表上升趋势。

同时，由上不难看出，RG越大，寄生电容的充电时间将会越长。显然，RG太大时MOSFET不能在短时间内充分导通。在高速开关应用中（如D类功放、开关电源），这个阻值一般取几Ω到几十Ω。

然而，即使是低速情况下，RG也不宜取得太大，因为过大的RG会延长电容充电的时间，也就是MOSFET从关断到充分导通的过渡时间。这段时间内，MOSFET处于饱和状态（放大区），管子将同时承受较大的电压和电流，从而引起较大的功耗。

但是RG如果取得太小或者直接短路的话，在驱动电压到来的一瞬间，由于寄生电容上的电压为零，前级需要流过一个很大的电流，造成对前级驱动电路的冲击。