本文是SGM6132应用笔记的第二篇，内容为环路补偿。其实SGM6132的sheetdata对环路补偿部分写得已经非常详细了，但缺少一些能够便于理解的图示等；所以本文除了对数据手册的要点摘抄外，会有一些补充。但不涉及环路补偿背后复杂的原理，也没有真实电源的环路测试数据；前者是因为我还没理解，后者是因为还没条件进行测试。

SGM6132为电流控制模式（current mode control）的开关电源，所以相对电压控制模式更容易补偿一些。所以电流控制模式的DCDC是非常流行的，它的优点还包括自带逐周期限流、自带电压前馈、宽带宽所以动态响应特性好。但也有缺点，如占空比大于0.5时需要补偿、对噪声敏感等。

先简单看下电流控制模式的小信号模型，可以帮助理解环路补偿。图1为电流控制模式的buck电源，通过采集电流信息来控制占空比；这个例子中，是外加了一个采样电阻来采集电流信息的，像SGM6132应该是和TPS54331一样，采集的是上管的电流信息，因为上管mosfet导通时是有电阻Rdson的。图2是TPS54331的内部控制框图。

图1

图2

采集到的电流信号可以近似理解为恒流源，因为电感电流不能够突变（否则需要无穷大的电压，物理上是无法实现的；V=L*di/dt），所以可以去掉电感，那么功率级可简化为图3，变成了一个一阶系统，相位偏移为90°（由电容产生的），更容易补偿了。它的极点pole和零点zero公式参见图3：幅频曲线中首先是一个极点，它是由输出电阻Rload和输出电容Cout产生的；然后呈-20dB/dec滚降；而后就是一个零点，它是由输出电容Cout和它自身的ESR产生的。

图3

接下来我们看二型误差放大器部分，详细见图4。图5就是总的开环增益曲线了，功率级的极点零点分别与二型误差放大器部分的零点极点抵消，两条曲线加起来就是总的开环增益曲线了，可见每段都是以-20dB/dec速率下降，所以是稳定的（穿越频率处的下降斜率为-20dB/dec是满足稳定性要求的）；完成补偿。

补充下，对数的优势除了可以在有限坐标轴上显示更大的数，还可以将乘除法变成加减法，这就是为什么图5中总的开环增益曲线，可以由功率级曲线加上二型误差放大器的曲线得到了。

图4

图5

上面都是教科书上的补偿方式了，可以帮助补偿的理解。现在的DCDC内部不是用这种误差放大器了，而是用的是跨导的误差放大器，所以不像过去阻容是接在Vout和Vin-两端；现在阻容是直接接到地的。这里电压变化产生一个变化的电流，流过输出阻抗形成一个变化的电压，去控制你的占空比。通常跨导的输出阻抗是非常大的。参见图6。它的幅频曲线可以看到，两个极点，一个零点。高频极点图6中未标出，在穿越频率fc后面，它是由Cthp和Ro形成的，用于消除一些高频噪声。

图6

上面有一点背景之后，我们具体看下SGM6132如何补偿吧；因为不知道它的内部电路原理，所以只能依据他们给出的公式进行补偿。图7是它的典型电路，这里贴出来是为了对应后面公式中阻容的位置。

图7

第一步，选择R3的值来决定穿越频率。穿越频率的作用，它太低会导致瞬态响应和lower line（这个应该这么理解吧，输入电压变化，会导致输出电压变化的；当穿越频率低时，输入电压变化后，输出稳定时间会变长），太高的话又会影响稳定性。它在前面给出了设置穿越频率的经验法则，即开关频率的1/30，它的开关频率是1.4MHz，所以穿越频率为47KHz。

其中，Gea=10000V/V——前文有提到，但用的是Aea；它是误差放大器的增益。Gcs=6.2A/V，前文也有提到，电流感应跨导，fc是穿越频率为47KHz，Vfb=0.8V，Vout是输出电压，Cout是输出电容（陶瓷电容要查下它的有效容值哦因为有直流偏压效应）。

图8

第二步见图9。选择补偿电容C3来满足相位裕量，补偿的极点频率小于穿越频率的1/4。现在C3和R3就都有了。

图9

第三步见图10，看下用于滤除高频噪声的高频极点是否需要，即C6是否需要设置。当输出电容ESR形成的零点小于两倍的开关频率时候，就需要设置C6了。设置C6的原则是让误差放大器产生的极点抵消功率级的零点即可。误差放大器的高频极点为1/（2*pi*C6*R3），与功率级零点抵消（功率级零点为1/（2*pi*Cout*ESR），图10中的公式2就是这么来的。

图10

最后，我根据手册资料画下SGM6132功率级的零极点和补偿放大器的零极点吧，这样更直观，参见图11.（相对位置有问题仅参考）

图11

其实如果器件是按照图12，他们推荐的值来选型的话，那么补偿器件就不需要计算了，直接套用就可以了。只有当设定值不在图12范围内才需要计算的。

图12

补充1，为啥需要补偿呢？经过恰当补偿后的电源，它的瞬态响应会非常好，过冲非常小，响应速度非常快；而且不会产生稳定性的问题。瞬态响应在那些低压大电流，且穿透性很强的应用中很重要吧，比如5G模块（我也没用过、我猜的），假如它需要3V/6A，且瞬态响应要求很高（di/dt大，数字电流里面就是一堆开关嘛），这时候如果瞬态响应不好，当该模块需要大电流时，输出电压就会跌落，如果不幸的跌落到复位电压以下，模块就复位了。当然，据说如果不补偿，只是增加电容，也是可以达到目的的；只是会增加成本。

稳定性问题可能只有批量很大时候才需要考虑吧，实际中很少见过专门考虑补偿电路的。《运算放大器权威指南》里一段话放在这里应该很合适，“某个设计可以工作，并不代表整个设计一定很好。事实上它可能工作在失效的边缘，直到产品在使用中出现问题，导致昂贵和复杂的返修时，你才会注意到它。这断送了很多人的职业前程，尤其是在召回或返修影响了大批产品时候”。

补充2，环路即使完成补偿后，也是要实际测试下的，看下相位裕量、增益是否足够。ADI电源大师课高级讲提到了如何用动态负载测试，——因为很多公司是没有网络分析仪仪器、它很贵——通过振铃数量判断相位裕量。它还讲了Rth和Cth的作用，Cth用来调响应时间快慢，Rth用来调上冲过冲幅度。

开始还打算验算下图12中的补偿器件的数值是否与它后面步骤里面的符合呢，明天再算下吧。

主要参考：

ADI电源大师课

SGM6132的数据手册

Analysis design and simulation a flyback