SGM6132国产DCDC应用笔记2-环路补偿
0 2023-03-16

本文是SGM6132应用笔记的第二篇,内容为环路补偿。其实SGM6132的sheetdata对环路补偿部分写得已经非常详细了,但缺少一些能够便于理解的图示等;所以本文除了对数据手册的要点摘抄外,会有一些补充。但不涉及环路补偿背后复杂的原理,也没有真实电源的环路测试数据;前者是因为我还没理解,后者是因为还没条件进行测试。


SGM6132为电流控制模式(current mode control)的开关电源,所以相对电压控制模式更容易补偿一些。所以电流控制模式的DCDC是非常流行的,它的优点还包括自带逐周期限流、自带电压前馈、宽带宽所以动态响应特性好。但也有缺点,如占空比大于0.5时需要补偿、对噪声敏感等。


先简单看下电流控制模式的小信号模型,可以帮助理解环路补偿。图1为电流控制模式的buck电源,通过采集电流信息来控制占空比;这个例子中,是外加了一个采样电阻来采集电流信息的,像SGM6132应该是和TPS54331一样,采集的是上管的电流信息,因为上管mosfet导通时是有电阻Rdson的。图2是TPS54331的内部控制框图。

图1

图2

采集到的电流信号可以近似理解为恒流源,因为电感电流不能够突变(否则需要无穷大的电压,物理上是无法实现的;V=L*di/dt),所以可以去掉电感,那么功率级可简化为图3,变成了一个一阶系统,相位偏移为90°(由电容产生的),更容易补偿了。它的极点pole和零点zero公式参见图3:幅频曲线中首先是一个极点,它是由输出电阻Rload和输出电容Cout产生的;然后呈-20dB/dec滚降;而后就是一个零点,它是由输出电容Cout和它自身的ESR产生的。

图3

接下来我们看二型误差放大器部分,详细见图4。图5就是总的开环增益曲线了,功率级的极点零点分别与二型误差放大器部分的零点极点抵消,两条曲线加起来就是总的开环增益曲线了,可见每段都是以-20dB/dec速率下降,所以是稳定的(穿越频率处的下降斜率为-20dB/dec是满足稳定性要求的);完成补偿。

补充下,对数的优势除了可以在有限坐标轴上显示更大的数,还可以将乘除法变成加减法,这就是为什么图5中总的开环增益曲线,可以由功率级曲线加上二型误差放大器的曲线得到了

图4

图5

上面都是教科书上的补偿方式了,可以帮助补偿的理解。现在的DCDC内部不是用这种误差放大器了,而是用的是跨导的误差放大器,所以不像过去阻容是接在Vout和Vin-两端;现在阻容是直接接到地的。这里电压变化产生一个变化的电流,流过输出阻抗形成一个变化的电压,去控制你的占空比。通常跨导的输出阻抗是非常大的。参见图6。它的幅频曲线可以看到,两个极点,一个零点。高频极点图6中未标出,在穿越频率fc后面,它是由Cthp和Ro形成的,用于消除一些高频噪声。

图6


上面有一点背景之后,我们具体看下SGM6132如何补偿吧;因为不知道它的内部电路原理,所以只能依据他们给出的公式进行补偿。图7是它的典型电路,这里贴出来是为了对应后面公式中阻容的位置。

图7


第一步,选择R3的值来决定穿越频率。穿越频率的作用,它太低会导致瞬态响应和lower line(这个应该这么理解吧,输入电压变化,会导致输出电压变化的;当穿越频率低时,输入电压变化后,输出稳定时间会变长),太高的话又会影响稳定性。它在前面给出了设置穿越频率的经验法则,即开关频率的1/30,它的开关频率是1.4MHz,所以穿越频率为47KHz。

其中,Gea=10000V/V——前文有提到,但用的是Aea;它是误差放大器的增益。Gcs=6.2A/V,前文也有提到,电流感应跨导,fc是穿越频率为47KHz,Vfb=0.8V,Vout是输出电压,Cout是输出电容(陶瓷电容要查下它的有效容值哦因为有直流偏压效应)。

图8

第二步见图9。选择补偿电容C3来满足相位裕量,补偿的极点频率小于穿越频率的1/4。现在C3和R3就都有了。

图9

第三步见图10,看下用于滤除高频噪声的高频极点是否需要,即C6是否需要设置。当输出电容ESR形成的零点小于两倍的开关频率时候,就需要设置C6了。设置C6的原则是让误差放大器产生的极点抵消功率级的零点即可。误差放大器的高频极点为1/(2*pi*C6*R3),与功率级零点抵消(功率级零点为1/(2*pi*Cout*ESR),图10中的公式2就是这么来的。

图10

最后,我根据手册资料画下SGM6132功率级的零极点和补偿放大器的零极点吧,这样更直观,参见图11.(相对位置有问题仅参考)

图11

其实如果器件是按照图12,他们推荐的值来选型的话,那么补偿器件就不需要计算了,直接套用就可以了。只有当设定值不在图12范围内才需要计算的。

图12

补充1,为啥需要补偿呢?经过恰当补偿后的电源,它的瞬态响应会非常好,过冲非常小,响应速度非常快;而且不会产生稳定性的问题。瞬态响应在那些低压大电流,且穿透性很强的应用中很重要吧,比如5G模块(我也没用过、我猜的),假如它需要3V/6A,且瞬态响应要求很高(di/dt大,数字电流里面就是一堆开关嘛),这时候如果瞬态响应不好,当该模块需要大电流时,输出电压就会跌落,如果不幸的跌落到复位电压以下,模块就复位了。当然,据说如果不补偿,只是增加电容,也是可以达到目的的;只是会增加成本。


稳定性问题可能只有批量很大时候才需要考虑吧,实际中很少见过专门考虑补偿电路的。《运算放大器权威指南》里一段话放在这里应该很合适,“某个设计可以工作,并不代表整个设计一定很好。事实上它可能工作在失效的边缘,直到产品在使用中出现问题,导致昂贵和复杂的返修时,你才会注意到它。这断送了很多人的职业前程,尤其是在召回或返修影响了大批产品时候”。


补充2,环路即使完成补偿后,也是要实际测试下的,看下相位裕量、增益是否足够。ADI电源大师课高级讲提到了如何用动态负载测试,——因为很多公司是没有网络分析仪仪器、它很贵——通过振铃数量判断相位裕量。它还讲了Rth和Cth的作用,Cth用来调响应时间快慢,Rth用来调上冲过冲幅度


开始还打算验算下图12中的补偿器件的数值是否与它后面步骤里面的符合呢,明天再算下吧。


主要参考:

ADI电源大师课

SGM6132的数据手册

Analysis design and simulation a flyback


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