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车载12V电源设计防护电路（过压保护，过流保护，防反接，储能/滤波电路）
一般的产品用的都是直流电源，像手持产品多是5V电源，一些小设备也是5V，大一些的设备12V的稍多一些，车载电子产品有12V和24V两种电源。 这些电源输入的防护电路主要包括过压保护，过流保护，防反接，储能/滤波电路等。 下面是两个车载产品中的示例，示例1：12V电源进来后分别是LC滤波(防护电压波动)，保险丝过流保护，TVS(高电压脉冲)防护，共模电感滤波(针对车载电源共模干扰)；防反接保护在负极上；示例2：12V电源进来后分别是LC滤波(防护电压波动)/共模电感滤波(针对车载电源共模干扰)，防反接保护，TVS(高电压脉冲)防护；这里没有保险丝过流保护，是因为这款产品使用了外置保险丝；下面分部介绍。 TVS(高电压脉冲)防护 在DCinput的时候，有时由于供电环境的变化会带来一些瞬时脉冲。而要消除瞬时脉冲对器件损害的最好办法，就是将瞬时电流从敏感器件引到地,一般具体做法是将TVS管在线路板上与被保护线路并联。这样，当瞬时电压超过电路正常工作电压后，TVS管将发生雪崩击穿，从而提供给瞬时电流一个超低阻抗的通路，其结果是瞬时电流通过TVS管被短路到GND，从而避开被保护器件，并且在电压恢复正常值之前使被保护回路一直保持截止电压。而当瞬时脉冲结束以后，TVS管再自动恢复至高阻状态，整个回路又回到正常电压状态。这种防护只能应对由于供电环境的变化会带来一些瞬时脉冲，如果是电压输入不稳定，或者有长时间超过规定电压的情况，那么要用其他方法搭建限压电路，高于或低于规定的电压就进行截断电源的操作，相关知识可自行搜索。TVS(Transient Voltage Suppressor)二极管，又称为瞬态抑制二极管，是普遍使用的一种新型高效电路保护器件，它具有极快的响应时间（亚纳秒级）和相当高的浪涌吸收能力。当它的两端经受瞬间的高能量冲击时，TVS能以极高的速度把两端间的阻抗值由高阻抗变为低阻抗，以吸收一个瞬间大电流，把它的两端电压箝制在一个预定的数值上，从而保护后面的电路元件不受瞬态高压尖峰脉冲的冲击。主要用在具有静电和电压尖峰的电路中起保护作用。TVS工作过程上图是TVS的工作图形，首先解释几个TVS相关的参数：1、VRWM（最大反向工作电压）：在这个电压下，TVS的功耗很小，使用时要使被保护电路的工作电压低于此值，以便TVS接入电路后不影响电路工作。2、VBR（反向击穿电压）：这是TVS管通过电流IR时的电压，这是TVS管导通的标志电压，从此点开始TVS进入雪崩击穿。3、VCL（最大钳位电压）：指当TVS流过IPP电流时的电压，是TVS管将电压尖峰钳制到的电位值。比如来了1000V、2000V的电压尖峰，都会被TVS钳制到VCL电平。VCL要小于被保护电路的最大耐压值，比如被保护芯片耐压30V，那么就要选VCL小于30V的TVS。4、IPP（最大反向脉冲峰值电流）：是TVS允许通过的最大脉冲峰值电流，超过此值，TVS可能损坏。5、TVS管分为单极性和双极性，若TVS管有可能承受来自两个方向的尖峰脉冲电压(浪涌电压)冲击时，应当选用双极性的，否则选用单极性。6、CJ（结电容）：电容量C是由TVS雪崩结截面决定的，这是在特定的1MHz频率下测得的。C的大小与TVS管的电流承受能力成正比，C太大将使信号衰减。因此，C是数据接口电路选用TVS管的重要参数。对于信号频率越高的回路，TVS的电容对电路的干扰越大，形成噪声或衰减信号强度也大。高频回路一般选择电容应尽量小(如LCTVS、低电容TVS，电容不大于3 pF)，而对电容要求不高的回路，电容的容量选择可高于40 pF。选型1、首先确定电路是否存在两个方向的电压尖峰，如果有就选双极性TVS，如果没有就选单极性TVS。2、确定电路的正常工作电压、最大耐压值，凭此来确定TVS的VRWM、VCL。3、大概评估电压尖峰的频率、幅值，从而确定TVS的功率，从而确定其封装。比如一个DCDC电路，正常工作电压24V，电源芯片耐压值为40V，电压尖峰能量并不大。那么TVS就要选单极性，VRWM大于24V，VCL小于40V的TVS，电压尖峰能量不是很大，封装可以选SOD123的。选择上图中的SMF24A是比较合适。 防反接保护 二级管型防反接保护电路1、通常情况下直流电源输入防反接保护电路是利用二极管的单向导电性来实现防反接保护。如下图1示：这种接法简单可靠，但当输入大电流的情况下功耗影响是非常大的。以输入电流额定值达到2A,如选用Onsemi的快速恢复二极管 MUR3020PT，额定管压降为0.7V，那么功耗至少也要达到：Pd＝2A×0.7V＝1.4W，这样效率低，发热量大，要加散热器。2、另外还可以用二极管桥对输入做整流，这样电路就永远有正确的极性(图2)。这些方案的缺点是，二极管上的压降会消耗能量。输入电流为2A时，图1中的电路功耗为1.4W，图2中电路的功耗为2.8W。 图一图1中，一只串联二极管保护系统不受反向极性影响，二极管有0.7V的压降，图二 桥式整流器图2 是一个桥式整流器，不论什么极性都可以正常工作，但是有两个二极管导通，功耗是图1的两倍。MOS管型防反接保护电路N沟道MOS管通过S管脚和D管脚串接于GND通路上，电阻R1、R2为MOS管提供电压偏置，利用MOS管的开关特性控制电路的导通和断开，从而防止电源反接给负载带来损坏。正接时候，R2提供VGS电压，MOS饱和导通。反接的时候MOS不能导通，所以起到防反接作用。功率MOS管的Rds（on）只有20mΩ实际损耗很小，2A的电流，功耗为（2×2)×0.02=0.08W根本不用外加散热片。解决了现有采用二极管电源防反接方案存在的压降和功耗过大的问题P沟道MOS管通过S管脚和D管脚串接于电源和负载之间，电阻R1、R2为MOS管提供电压偏置，利用MOS管的开关特性控制电路的导通和断开，从而防止电源反接给负载带来损坏。正接时候，R1提供VGS电压，MOS饱和导通。反接的时候MOS不能导通，所以起到防反接作用。功率MOS管的Rds（on）只有20mΩ实际损耗很小，2A的电流，功耗为（2×2)×0.02=0.08W根本不用外加散热片。解决了现有采用二极管电源防反接方案存在的压降和功耗过大的问题VZ1为稳压管防止栅源电压过高击穿mos管。NMOS管的导通电阻比PMOS的小，最好选NMOS。NMOS管接在电源的负极，栅极高电平导通。PMOS管接在电源的正极，栅极低电平导通。R1和R2构成一个分压电路，给MOS管的栅极提供一个合适的电压让它可以导通，而VZ1则是保护MOS管的栅极不要超过它的门槛电压。而C1和R3可以理解为对电路的保护作用吧，电路未工作时，此刻可以通过C1和R3这两个器件构成电路中的交流信号滤除作用，也可以释放后面容性负载或者感性负载的能量释放。 过电流保护 多电流保护电路有很多种，最长使用的是保险丝。保险丝限流保护保险丝限流保护广泛应用于开关电源等电路当中，保险丝有自恢复和不可恢复的，PTC就属于可恢复的一种，保险丝的工作原理是电流发生异常时候，当功率升高到一定的强度时候，电流导致温度过热保险丝熔断，输入电路断开。其他还有多种方法，感兴趣的话可以自行搜索。 共模电感 采用共模电感滤波通常针对存在共模干扰的车载电路等环境，简单进行如下介绍。 实际上，在电源中差模干扰和共模干扰往往同时存在，因此，电源滤波电路一般指将共如上图所示。模和差模滤波结合起来， Le为共模扼流圈，由于LC的两个线圈绕向一致，当电源输人电流流过LC时，所产生的磁场可以互相抵消，不会引起磁芯的饱和，因此，它使用导磁率高的磁芯。Le对共模噪声来说，相当于一个很大电感量的电感，故它能有效地抑制共模传导噪声。负载输入端分别对地并接的电容Cy对共模噪声起旁路作用。共模扼流圈两端并联的电容CX对差模噪声起抑制作用。R为CX的放电电阻，它是VDE-0806和IEC-380安全技术条件标准所推荐的。图中各元件的参数范围：Cx=0.1~2pF;Cy=22~33nF;Le=几~几十mH，随工作电流不同而取不同的参数值。如电流为25A时，Le=1，8mH;电流为0.3A;Le=47mH。扼流圈一般用高磁导率棒状磁芯材料，对于消除高频干扰效果很好，但对于大工作电流之情况，扼流圈的体积比较庞大，用以避免磁饱和。 pi型滤波电路 π型滤波器包括两个电容器和一个电感器，它的输入和输出都呈低阻抗。π型滤波有RC和LC两种， 在输出电流不大的情况下用RC，R的取值不能太大，一般几个至几十欧姆，其优点是成本低。其缺点是电阻要消耗一些能量，效果不如LC电路。滤波电容取大一点效果也不错。 LC电路里有一个电感，根据输出电流大小和频率高低选择电感量的大小。其缺点是电感体积大，笨重，价格高。现在一般的电子线路的电源都是RC滤波。很少用LC滤波电路.在SoC的电源输入端，常常采用磁珠+电容的pi型滤波电路(如下图)，滤除电源上的高频噪声。在模拟器件的电源输出端，常常采用RC的pi型滤波电路，滤除电源上的低频噪声。
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简单介绍了电源整流滤波电路的设计
文章目录 前言 一、防护电路设计 1.1.浪涌保护电路设计 1.2.滤波电路设计 1.3.滤波电路设计 二、整流电路设计 1.整流桥 2.波形调整 总结 前言 这两天在公司学到了很多东西，做个笔记把他记录下来，还有太多东西要学了。 一、防护电路设计 电源滤波整流电路中防护电路主要分为浪涌保护，短路保护及滤波电路这几部分 1.1.浪涌保护电路设计 1.什么是浪涌浪涌是一种瞬变干扰，在某种特定条件下在电网上造成瞬间电压超出额定正常电压的范围，通常这个瞬变不会持续太长的时间，但有可能幅度相当高。有可能是在仅仅的百万分之一秒内的瞬间突高，比如打雷、或者断开电感负载、或者接通大型负载的一瞬间都会对电网产生很大的冲击。在大多数情况下，如果连接在电网上的设备或电路没有浪涌保护措施，很容易器件就会损坏，损坏的程度会跟器件的耐压等级有关系。 浪涌产生的原因比较多，比如说电源切换，静电，雷击，内部电路等等都有可能产生浪涌干扰。 2.浪涌保护设计浪涌保护电路主要依靠压敏电阻，tvs管等保护元件来进行防护，根据电路参数做好选型就可以了，不过压敏电阻尽量靠近输入侧保险管，这样才能确保在有浪涌电流发生时，保险管能及时烧断，确保后面电路处于开路状态，避免由浪涌电流引起更大的损坏，甚至起火，如下图所示。 1.2.滤波电路设计 滤波电路是防护回路中最重要的一部分，主要是滤除差模干扰和共模干扰。1.共模信号和差模信号通常电源线有三根线：火线L、零线N和地线PE。 电压和电流的变化通过导线传输时有两种形态。 一种是两根导线，分别作为往返线路传输，我们称之为差模。 另一种是两根导线做去路，地线做返回传输, 我们称之为共模。 如上图，蓝色信号是在两根导线内部作往返传输，我们称之为差模。 黄色信号是在信号与地线之间传输，我们称之为共模。 2.共模干扰与差模干扰任何两根电源线上所存在的干扰，均可用共模干扰和差模干扰来表示。 共模干扰在导线与地（机壳）之间传输，属于非对称性干扰，它定义为任何载流导体与参考地之间的不希望存在的电位差。 共模干扰的电流大小不一定相等，但是方向（相位）相同的。 电气设备对外的干扰多以共模干扰为主，外来的干扰也多以共模干扰为主，共模干扰本身一般不会对设备产生危害，但是如果共模干扰转变为差模干扰，干扰就严重了，因为有用信号都是差模信号。 差模干扰在两导线之间传输，属于对称性干扰，它定义为任何两个载流导体之间的不希望存在的电位差。 在一般情况下，共模干扰幅度大、频率高，还可以通过导线产生辐射，所造成的干扰较大。差模干扰幅度小、频率低、所造成的干扰较小。 差模干扰的电流大小相等，方向（相位）相反。 由于走线的分布电容、电感、信号走线阻抗不连续，以及信号回流路径流过了意料之外的通路等，差模电流会转换成共模电流。 3.如何抑制差模干扰和共模干扰 在防护电路中，差模干扰主要是在电路中引入差模电容(x电容)，差模电容提供最短的路径，使差模干扰信号被旁路过滤，从而抑制差模干扰的产生。共模干扰主要是通过电容(Y电容)和电感来滤除共模干扰，在emc防护电路中，共模干扰的影响尤其重要，除了通过电容(Y电容)和电感滤除干扰还可以通过对信号线路进行屏蔽，在PCB 板上大面积铺地降低地线阻抗来减少共模信号强度等方法。 注意事项： x电容： x电容应放在共模电感之前吸收差模干扰 x电容容值大于0.1uf时需要添加放电电阻 放电电阻设计要求：输入直流120Vac/240Vdc，看关闭后的波形，要求输入端电压下降的时间常数必须小于1s，并在关机1s内电压必须低于62.5Vdc/125Vdc。 1.3.滤波电路设计 除了浪涌和滤波电路之外，在电源整流电路中还要做到短路保护环节，在电路中由于电路内部或者外在因素的干扰很容易出现短路现象，比如电容在充电时相当于短路状态，很容易出现大电流。利用短路大电流的原理，利用保险管及热敏电阻来对电路进行短路保护，当电路中流经的电流过大时，温度过高保险丝熔断从而来保护电路，保险管一般都是放置在输入前端，但是像电容充电这种情况的话需要用NTC热敏电阻来进行防护，电流过大时温度升高利用热敏电阻负温度系数特性(温度升高,阻值减低）来保护电路，电流正常后阻值恢复成正常值。 二、整流电路设计 整流电路主要是将输入的交流电通过整流桥转变为直流电输出给后级电路使用。 1.整流桥 如图所示，整流桥主要由四个二极管组成，利用二极管的单向导通特性，二极管只允许电流单向通过，所以将其接入交流电路时它能使电路中的电流只按单向流动，使负载得到脉动的直流电。 2.波形调整 经过整流桥输出后的电压波形是一个类似于小山丘的波形，不够平滑，达不到想要的波形，我们可以利用电容的充放电原理来将其进行修正。 滤波电容选型： 在电路中，我们根据电容充放电特性可以得到，当电容容值越大时，输出波形越平缓，波纹小，但是容值的选取并不是越大越好的，要合理选择好电容的容值，电容容值的选择我们更多是通过经验来确定，在宽电压(85-265V)的情况一般选2-3uf/W,单电压(176-265V/85-132V)的情况一般选1uf/W。 还有一个就是电容的耐压，电容耐压选取大于√2*Vrms的范围。 例如：输入单电压220V，输出功率为60W，则该电容的容值为601uf/W=60uf，由于没有60uf的电容，我们选取68uf；则耐压为√2220=311V，这里我们选取400V；所以我们这里就要选用容值68uf，耐压400V的电容。 总结 以上就是今天学到的内容，本文仅仅简单介绍了电源整流滤波电路的设计，后面还有很多东西要考虑，等我学到了我再补充上去，，感谢各位大佬们。
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常用的反激式开关电源电路设计、PCB绘制
文章目录 前言 一、反激式开关电源是什么？ 二、局部电路设计 1.输入滤波整流电路设计 2.PWM驱动电路设计 3.吸收电路设计 4.光耦反馈电路设计 三、总体电路设计 四、PCB绘制 总结 前言 开关电源在整个电路设计中极其重要，涉及到的理论知识也很多，在设计的时候要考虑到很多地方，这一章我们来看下常用的反激式开关电源。 一、反激式开关电源是什么？ 反激，是指开关管导通时，高频变压器T初级绕组工作状态与次级绕组工作状态相反，如下图为单端式反激开关电源，当mos管导通时，变压器T初级绕组上正下负，次级绕组上负下正，二极管D1截至，变压器T初级绕组储能；当mos管截至时，由于变压器T初级绕组中存在反电动势，需要释放能量，变压器T初级绕组上负下正，次级绕组上正下负，二极管D1导通给滤波电容储能后输出。 二、局部电路设计 上面我们了解原理了，我们现在不得来整一个来玩 1.输入滤波整流电路设计 该电路主要用来抗干扰以及进行整流输出，我们要考虑到的主要有以下几个方面 过流保护： 一般采用保险管保护，当工作电流过大时可直接切断电路，保护后级电路防止损坏。 浪涌保护： 主要依靠压敏电阻，tvs管等保护元件来进行防护。 浪涌保护有个注意事项，我们要区分好所要面对的浪涌干扰是浪涌电流还是浪涌电压，如果是浪涌电压的话我们可以使用压敏电阻或者tvs管来防护，但是浪涌电流不可以用压敏电阻，压敏电阻能吸收很大的浪涌电压，但是他承受不了持续大点的电流，所以一般都是用来过滤瞬态浪涌电压，我们可以通过热敏电阻来抑制浪涌电流，浪涌电流一般是在电路启动的瞬间会产生。 电磁干扰： 电磁干扰主要是差模干扰和共模干扰，电气设备对外的干扰多以共模干扰为主，外来的干扰也多以共模干扰为主，共模干扰本身一般不会对设备产生危害，但是如果共模干扰转变为差模干扰，干扰就严重了，因为有用信号都是差模信号。 在防护电路中，差模干扰主要是在电路中引入差模电容(x电容)，差模电容提供最短的路径，使差模干扰信号被旁路过滤，从而抑制差模干扰的产生。共模干扰主要是通过电容(Y电容)和电感来滤除共模干扰，在emc防护电路中，共模干扰的影响尤其重要，除了通过电容(Y电容)和电感滤除干扰还可以通过对信号线路进行屏蔽，在PCB 板上大面积铺地降低地线阻抗来减少共模信号强度等方法。 有一点要注意的是，若是x电容容值大于0.1uf时需要添加放电电阻。 整流设计： 整流我们一般都是直接通过整流桥来进行整流，在设计的时候如果是自己搭建整流桥的话要考虑好二极管的耐压，但是我们通过整流后得到的电压波形是一个类似馒头波的波形，不够平滑，我们需要通过电容的充放电原理来对其进行修正。 这样我们自己根据要求对元器件参数选型就能得到想要的电路了。 2.PWM驱动电路设计 这里我选用的是TOP266VG电源管理芯片，通过检测控制脚C引脚的电压情况从而来控制内部mos管的导通情况，从而控制DS极内部导通情况。 ①当D极和S极内部导通形成回路时，变压器初级绕组同名端为副极，次级绕组同名端为副极，二极管D8，D5不导通； ②当D极和S极内部截至时，由于初级绕组存在反电动势需要释放，此时初级绕组同名端为正极，次级绕组同名端为正极，二极管D8导通后给经过滤波电容后输出。 3.吸收电路设计 变压器内部是由线圈和磁性组成，当变压器初级绕组回路断开时，由于初级绕组存在反电动势需要释放，此时初级绕组上负下正，电流流经二极管D5后先给电容C7充电，然后电容再通过电阻R9放电，利用TVS管可以将电容C7的放电电压控制在一个范围里。 4.光耦反馈电路设计 光耦反馈电路主要是做一个隔离反馈，当检测到输出电压超过12V时，通过光耦隔离反馈给电源管理芯片从而去执行相应的动作。 该电路主要由光耦EL817和稳压器TL431组成，12V电压通过电阻R19,R20,R18分压后给TL431提供基准电压，当输出超过12V时，TL431基准电压大于2.5V，TL431内部导通，此时的电流流向为12V—>R16—>EL817原边—>TL431—>GND,则EL817副边导通输出反馈信号。 当输出电压小于12V时，TL431基准电压小于2.5V,TL431内部截至，此时电路的电流流向为下图所示。 三、总体电路设计 总体电路大概是这样，PCB我还没画，到时候画完打板出来试下怎么样 四、PCB绘制 PCB绘制大致如此，嘉立创打散热孔太麻烦了，我就没打散热孔，大致如此，PCB设计感觉还不是特别好，希望各位大佬指导指导。 总结 这一章主要讲了一下反激式开关电源的简单设计，第一次设计开关电源，希望各位大佬能指出其中的问题。
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二极管串联的电源防反接电路
1.什么情况下需要防反接 USB类端口，因为插件的限制，不存在电压接反的可能。 电源适配器也基本不存在接反的可能。 需要反接保护的，主要是接线类端子，因为各种原因，电源接反的可能始终存在。 2.如何设计防反接电路？ 防反接电路有多种，但有些仅限于理论上可行，实际上极少使用，本文只探讨实用的防反接电路。 二极管具有单向导通的特点，使用二极管进行防反接，优点是电路简单，成本低廉，一个1N4007二极管，只要几分钱，是低成本防反接的不二之选。 二极管有很多种，满足电流和反向耐压的情况下任何一种二极管都可以使用在防反接电路。 二极管防反接主要有2种电路，一种是二极管串联在电路中，一种是反向并联在电源入口。 3.二极管串联的电源防反接电路 二极管串联的电源防反接电路二极管串联的防反接电路，当电流小于1A时，选择1N4007，新设计建议使用贴片器件，优先选择SMA封装，其次选择SOD-123封装，后者占用PCB空间只有前者一半，与二极管连接的铜箔，建议不小于0.5毫米宽度，条件允许，尽量在1毫米以上，二极管的阳极和阴极，都建议连接较大面积铜箔，该电路中，二极管始终导通，存在压降，因此会发热。 二极管的压降与正向导通电流，就是二极管流过的电流以及环境温度温度密切相关，如下图，因此对二极管进行良好的散热是必须的。 二极管压降与正向电流，纵坐标mA，横坐标mV因肖特基二极管的压降约为1N4007这类二极管的一半，但价格稍贵，在电流较大时，使用肖特基二极管将减少压降和发热。 4.二极管反并联电源防反接电路 二极管与电源反并联的电路，在电源接反时，电源处于接近短路状况，当电源有短路保护时，电源通常处于打嗝模式，有经验的朋友会看到电源的指示灯会间隙的亮起，这种情况下，调整接线正确即可。电源没有短路保护时，可能损坏电源，即使坏电影，也不能坏我们的板子对吧_ 二极管反并联电源防反接电路二极管反并联的保护电路中，还可在二极管与电源之间串入保险丝，一种是一次性保险丝，过流即熔断，需要更换的。还有一种是自恢复保险丝。保险丝的熔断电流，为电路工作电流的1-2倍为宜。在更大的工作电流，需要进行反接保护时，通常设计更为复杂的保护电路，以实现保护功能，并尽量降低反接保护电路的损耗。 1A内电流使用任意一种1N400X的二极管均可，极限参数如下： 参数 符号 单位 1N4001W 1N4002W 1N4003W 1N4004W 1N4005W 1N4006W 1N4007W 最大重复峰值反向电压 VRRM V 50 100 200 400 600 800 1000 最大RMS电压 VRMS V 35 70 140 280 420 560 700 最大直流阻断电压 VDC V 50 100 200 400 600 800 1000 参数 符号 单位 1N400XW 最大平均正向整流电流@60Hz正弦波，电阻负载，TL（图1） IF（AV） A 1.0 非重复峰值正向浪涌电流@ t=8.3ms 半正弦波 IFSM A 30 储存温度 Tstg °C -55 ~+150 结温 Tj °C -55 ~+150 典型热阻 RθJ-A（1） °C/W 85 RθJ-L（1） °C/W 35 1N400X为普通整流二极管，使用肖特基二极管，在管上的压降将降低一半左右，可以降低功耗，要求压差较小的情况下，可使用肖特基二极管，肖特基二极管有多种型号，下属为SSXX系列肖特基二极管的参数。 参数 符号 单位 SS12 SS13 SS14 SS15 SS16 SS18 SS110 SS115 SS120 最大重复峰值反向电压 VRRM V 20 30 40 50 60 80 100 150 200 最大有效值电压 VRMS V 14 21 28 35 42 56 70 105 140 最大直流阻断电压 VDC V 20 30 40 50 60 80 100 150 200
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搞硬件要用好TVS管，资深大牛分享几点TVS选型经验！
TVS管全称：瞬态电压抑制器（Transient Voltage Suppressor），是一种用于保护电子设备的关键元件。作为保护器件，TVS管能有效的吸收和抑制电路中瞬态过电压。当电路正常工作时（也就是没有出现瞬态过电压时），TVS管的阻抗非常高（漏电流非常小）。当电路中出现瞬态过电压时，TVS管阻抗会迅速下降，从而让瞬态过电压电流通过TVS管导入GND,以热能的形式迅速消耗掉过电压，使过电压抑制在安全电压内，如下图所示：那在实际的项目中，我们该怎么选型？以下面这两张TVS管特性图展开：单向TVS管特性图双向TVS管特性图可以很明显看得出来，单向TVS和双向TVS只要区别在于双向TVS多了负半轴的特性！如果上面的两张图看不懂，没关系，我们接着往下讲，后面会对图中的各个参数进行简述。（1）首先是极性需要提前知道需要保护的接口信号或者电压到底是直流还是交流，对于直流来说，使用单向TVS管即可，如果对于交变的信号或者是电压就需要使用双向的TVS。（2）封装需要根据板子的尺寸来进行选型，如果板子的面积有限，可以选择小封装系列的TVS管。（3）Vrwm：反向工作电压Vrwm也称最大工作电压，指的是加在TVS两端的最大电压，所加电压如果超过Vrwm就可能会对TVS造成永久性损坏。也就是说，需要确定板子的最大工作电压，板子的最大工作电压不能大于Vrwm。直流供电：Vrwm≥最大工作电压交流供电：Vrwm≥最大工作电压*1.414（4）VCmax：最大钳位电压VCmax直白的讲就是当瞬态电压超过TVS的最大钳位电压时，TVS管就会从高阻态变成低阻态，从而把瞬态电压钳至到后级保护电路所能承受的最大耐压值，所以在选型时，需要确定被保护电路的器件最大耐压值是多少，才能选定VCmax。 （5）VBR：击穿电压VBR指在TVS在进入雪崩状态时（被击穿的转态下）的两端电压值，很多TVS管的VBR都是1.1~1.3倍Vrwm。（6）IR：最大反向漏电流IR，这个就是比较好理解了，就是指TVS管在正常工作下的漏电流，漏电流当然是越小越好，但是也要综合考虑成本问题。（7）Ipp：最大反向浪涌峰值电流Ipp，指的就是TVS在遇到瞬态电压时，TVS开始起保护作用时，能吸收的最大电流值或者说能流过TVS管的最大电流值。Ipp和钳位电压VBR对应起来，Ipp和VBR的乘积就是Ppp(最大脉冲峰值功率)理论上来讲，Ipp越大越好，但还是得根据项目的需求，做好权衡。（8）Cj：结电容Cj是TVS管的结电容，这是无法避免的，在选型时，需要注意结电容对正常工作信号的影响，特别是用在高速接口处，需要清楚接口的速率来选择合适的TVS管。图片来源网络
2024-12-20 330浏览 -
利用 ISO 模型进行电源线的瞬态传导干扰试验
在上篇 LTspice 系列文章中，我们介绍了如何使用命令提示符批量自动运行仿真的方法，本文将为大家介绍 ISO 电压模型源，并用它模拟汽车 ECU (Electronic Control Unit) 电源线中的瞬态传导...
2024-12-13 138浏览 -
同步整流变换电路中输入/输出电容器的选择方法 (上)
本系列文章将以转换器 IC 评估板的参考电路为主题，说明选择各种分立元件时的重要特性。在讲解过程中，通过使用 LTspice 改变元器件或元器件本身的常数，并使用仿真波形和计算值检查电路的...
2024-12-13 129浏览 -
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去耦电容越小，越靠近电源管脚放置？
因为数字电路，所以有大量的数字电路输出的“0”“1”翻转导致，需要大量的去耦电容。 图中开关Q的不同位置代表了输出的“0”“1”两种状态。 假定由于电路状态转换，开关Q接通RL低电平，负载电容对地放电，随着负载电容电压下降，它积累的电荷流向地，在接地回路上形成一个大的电流浪涌。 随着放电电流建立然后衰减，这一电流变化作用于接地引脚的电感LG，这样在芯片外的电路板“地”与芯片内的地之间，会形成一定的电压差，如图中VG。同样的对于电源端，每次信号翻转，都会引入了电压差。 当N多的翻转出现的时候，我们需要运用去耦电容，去耦电容可以防止这种噪声向外传播，所以我们放一些电容靠近器件的电源管脚。 由于去耦电容一般对电容器的精度没有很严格要求，选用时可根据设计值，选用相近容量或容量接近的电容器就可以。 实际的电容存在寄生电感与等效串联电阻。由于单个电容的ESR、ESL相近，他们的阻抗特性也是相近的，单个电容与多个特性相同的电容并联阻抗特性图 容值不同的电容 所以在这个场景中，我们需要一种： 1、1nF~10uF容量，精度要求不高； 2、由于用量比较大（电源管脚比较多），成本比较低、相同容量情况下体积比较小的电容； 3、ESR、ESL比较小的电容。（需要去耦的信号频率比较高，并保证去耦效果） 多层片陶瓷电容（MLCC）就显得非常合适。 如下图所示：容值越小的去耦电容越靠近电源管脚放置！ 容值小的电容，有最高的谐振频率，去耦半径小，因此放芯片近一点，容值大的电容，其谐振频率低，去耦半径大，可以稍远一点，电容的等级大致遵循10倍关系，以此在有效频段出现低阻抗通道。 电源系统的去耦设计的一个原则，就是在需要考虑的频率范围内，使整个电源分配系统的阻抗最低。 由于芯片特别是CPU、FPGA、DSP等，多IO、大功率芯片作为电路的核心，这些芯片的电源管脚也比较多，所以去耦电容的用量就比较大。 一般我们芯片由于速率越来越高，所以接口电平也就越来越低，导致我们的电路板上会有多种电压值的电源，早期数字电路电源以5V、3.3V为主，现在数字电路电源越来越丰富：2.5V、1.8V、1.5V、1.1V、1.0V、0.9V，可调可控电源等等。所以这些开关电源的输入电容和输出电容也需要大量使用。 在 PCB 布局设计中，去耦电容（decoupling capacitors）的放置要求非常讲究，尤其是容值较小的去耦电容需要靠近用电器件（如芯片、IC等）。这是基于以下几个重要的原因： 1. 去耦电容的作用和频率特性： 去耦电容的主要作用是滤除电源电压中的高频噪声或脉动信号，提供平稳的电压给敏感的用电器件。电容的作用与频率密切相关： 容值越小的电容，频率响应越高：容值小的电容在高频下表现更好。它能够快速响应高频噪声，因为它具有较低的阻抗（Z = 1/(2πfC)），能在高频信号上起到更好的去耦作用。 由于高频信号的波长很短，因此小电容需要在尽可能短的距离内提供去耦作用，否则信号会在电路中传播较远，导致去耦电容的效果降低。 2. 电流路径和寄生效应： 小电容的 ESR 和 ESL 影响较大：小容值电容的等效串联电阻（ESR）和等效串联电感（ESL）相对较大，特别是在高频时，这些寄生效应对去耦效果有较大影响。如果电容离用电器件较远，信号通过PCB的寄生电阻和电感时，电容的去耦效果会受到衰减，尤其是在高频区域。 信号的传输延迟和电流路径：电流需要通过PCB的导线、接地平面等，才能到达电容。如果电容离用电器件太远，信号传输路径就会增加，导致电流路径中的噪声更加严重，电容就难以有效地滤除噪声。更小的电容尤其需要短的路径，以便快速响应高频噪声。 3. 寄生电感和电流传递速度： 小电容器由于容值小，其带宽较宽，因此在高频下需要更低的电感来保证有效去耦。如果电容太远，PCB导线的电感会抵消电容器的去耦效果，导致去耦作用大大减弱。 电流在电路板上通过导线的传播速度有限，因此容值较小的电容需要直接、快速地与用电器件连接，以减少信号衰减和延迟。 4. 短路径能减小噪声： 在高速电路中，信号的快速变化容易产生电磁干扰（EMI）或噪声。为了减少这种噪声，去耦电容需要尽可能地靠近用电器件，提供低阻抗的电流路径，确保电源的电压稳定，避免产生高频噪声。 容值小的电容可以更有效地应对这些快速的电压波动，离用电器件更近有助于更快响应和消除干扰。 总结： 容值小的去耦电容需要靠近用电器件的原因，归结于电容器的工作频率特性、寄生效应、电流路径和噪声传输等因素。在高频应用中，电容与用电器件之间的距离越近，去耦效果越好。容值小的电容器需要减少电流路径中的寄生电感和电阻，才能高效地去除电源噪声，保证系统的稳定运行。
2024-12-13 52浏览 -
反激式RCD缓冲电路的设计
本文介绍反激式转换器 RCD 缓冲电路的设计指南。当 MOSFET 关断时，由于主变压器的漏电感 (Llk) 与 MOSFET 的输出电容 (COSS) 之间存在谐振，漏极引脚 上会出现高压尖峰。 漏极引脚上的过高电压可能导致雪崩击穿，并最终损坏 MOSFET。因此，必须添加一个额外的电路，实现电压箝位。 一个最简单的拓扑是反激式转换器。该拓扑源自一个升 降压转换器，将滤波电感替换为耦合电感，如带有气隙 的磁芯变压器。当主开关导通时，能量以磁通形式存储 在变压器中，并在主开关关断时传输至输出。 由于变压器需要在主开关导通期间存储能量，磁芯应该开有气 隙。因为反激式转换器所需元件很少，因此该拓扑非常 合适中低功率应用，如电池充电器、适配器 和 DVD 播 放器。 图 1 显示在连续导通模式 (CCM) 和不连续导通模式 (DCM) 下运行的反激式转换器，其中包含几个寄生元件，如初级和次级漏电感、MOSFET 的输出电容和次级 二极管的结电容。 当 MOSFET关断时，初级电流 (id) 在 短时间内为 MOSFET 的 COSS 充电。当 COSS (Vds) 两 端的电压超过输入电压及反射的输出电压之和 (Vin+nVo) 时，次级二极管导通，因此励磁电感 (Lm) 两 端的电压被箝位至 nVo。 因此，Llk1 和 COSS 之间存在谐振，具有高频和高压浪涌。MOSFET 上过高的电压可能 导致故障。在 CCM 运行模式下，次级二极管保持导通 直至 MOSFET 栅极导通。 当MOSFET导通时，次级二 极管的反向恢复电流被添加至初级电流，因此在导通瞬 间初级电流上出现较大的电流浪涌。同时，由于在 DCM 模式下次级电流在一个开关周期结束前干涸， Lm 和 MOSFET 的 COSS 之间存在谐振。 可通过添加一个额外的电路，将由于 Llk1 和 COSS 之间 的谐振产生的过高电压压制到一个可接受的电平，从而 保护主开关。图 2 和 3 显示 RCD 缓冲电路及其主要波 形。当 Vds 超过 Vin+nVo 时，RCD 缓冲电路通过导通缓 冲二极管 (Dsn) 吸收漏电感中的电流。 假定缓冲电容足够大，以致其电压在一个开关周期内不会发生变化。当 MOSFET 关断并且 Vds 被充电至 Vin+nVo 时，初级电流通过缓冲二极管 (Dsn) 流至 Csn。同时，次级二极管导 通。因此， Llk1 两端的电压为 Vsn-nVo。i sn 的斜率如下所示： 其中， isn 指流至缓冲电路的电流， Vsn 指缓冲电容 Csn 两端的电压，n 指主变压器的匝比，Llk1 指主变压器的漏 电感。时间 ts 可以表达为： 其中， ipeak 指初级峰值电流。缓冲电容电压 (Vsn) 应该在最小输入电压和满载条件下 确定。一旦确定了 Vsn，最小输入电压和满载条件下缓冲 电路耗散的功率可以表达为： 其中，fs 指反激式转换器的开关频率。Vsn 应该为 nVo 的 2 至 2.5 倍。若 Vsn 很小，可能导致缓冲电路中出现严 重的损耗，如上面方程式所示。 另一方面，由于缓冲电阻 (Rsn) 消耗的功率为 Vsn2/Rsn， 电阻可由下式得出： 应该根据功耗，选择缓冲电阻以及合适的额定功率。缓冲电容电压的最大纹波可由下式得出： 通常，合理的纹波为 5-10%。因此，可采用上述方程式 计算缓冲电容。 当转换器设计为 CCM 运行模式时，漏极峰值电流以及缓冲电容电压随输入电压增加而降低。最大输入电压和满载条件下的缓冲电容电压可由下式得出： 其中，fs 指反激式转换器的开关频率，Llk1 指初级端漏电 感，n 指变压器匝比，Rsn 指缓冲电阻，Ipeak2 指最大输入电压和满载条件下的初级峰值电流。 当转换器在最大 输入电压和满载条件下以 CCM 模式运行时，Ipeak2 可由下式得出： 当转换器在最大输入电压和满载条件下以 DCM 模式运 行时， Ipeak2 可由下式得出： 其中， Pin 指输入功率， Lm 指变压器的励磁电感， VDCmax 指整流后的最大直流输入电压。验证在瞬变期间和稳态期间， Vds 最大值分别低于 MOSFET 额定电压 (BVdss) 的 90% 和 80%。缓冲二极管的额定电压应该高于 BVdss。通常，在缓冲电路中采 用额定电流为 1 A 的超快二极管。 某个采用 FSDM311 的适配器具有以下规格：85Vac 至 265Vac 的输入电压范围，10W 输出功率，5V 输出电 压，和 67kHz 开关频率。当 RCD 缓冲电路采用一个 1nF 缓冲电容和一个 480kW 缓冲电阻时，图 4 显示交流 开关导通瞬间，在 265Vac 的几个波形。 图 4. 包含 1 nF 缓冲电容和 480 kW 缓冲电阻的启动波形 在图 4-7 中，通道 1 至 4 分别代表漏极电压（Vds，200 V/div），电源电压 （VCC， 5 V/div），反馈电压 （Vfb， 1 V/div）和漏极电流（Id，0.2 A/div）。内部 SenseFET 上的最大电压应力大约为 675 V，如图 4 所示。根据数 据表，FSDM311 额定电压为 650V。额定电压过高的原 因有两个：错误的变压器设计和 / 或错误的缓冲电路设 计。图 5 显示原因。 图 5. 稳态波形，带有 1 nF 缓冲 电容和 480 kW 缓冲电阻 为了保持可靠性，稳态时的最大电压应力应该等于额定 电压的 80% (650V * 0.8 = 520 V)。图 5 显示稳态时，并 且 Vin = 265 Vac 时，内部 SenseFET 上的电压应力高于 570 V。然而，Vin+nVo 约为 450 V (= 375V + 15 * 5V)， 这说明变压器匝比为 15，这是一个合理的值。因此，缓 冲电路必须重新设计。 使 Vsn 为 nVo 的两倍，即 150 V，并且测得的 Llk1 和 i peak 分别为 150 μH 和 400 mA。缓冲电阻计算如下： Rsn 释放的功率计算如下： 使缓冲电容电压最大纹波为 10%，则缓冲电容可由下式 得出： 图 6 和 7 显示采用 14 kW (3 W) 和 10 nF 时的结果。 图 6. 启动波形，带有 10 nF 缓冲电容和 14 kW 缓冲电阻 图 7. 稳态波形，带有 10 nF 缓冲 电容和 14 kW 缓冲电阻 启动和稳态时内部 SenseFET 上的电压应力分别为 593 V 和 524 V。它们分别为 FSDM311 额定电压的 91.2% 和 80.6% 左右。 声明：内容来源于网络，版权归原作者所有。如有侵权，请联系删除。
2024-12-13 102浏览
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