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H桥电机驱动实现对大电流电机的驱动控制
一.简介 之前介绍过H桥电机驱动电路的基本原理，但是以集成的电机驱动芯片为示例。这些集成的芯片使用起来比较简单，但是只能适用于一些小电流电机，对于大电流的电机(比如：RS380和RS540电机），则不能使用这些集成的芯片（否则会导致芯片严重发热并烧毁）。此时便需要自行用半桥/全桥驱动芯片和MOS管搭建合适的H桥电机驱动电路实现对大电流电机的驱动控制。 二.示例原理图和PCB展示 此原理图和PCB采用的是网上分享的电路设计（IR2104半桥驱动+LR7843MOS管），为了便于焊接，对其中的一些封装进行了修改，并重新布线。 该电机驱动板有两个H桥电路，可以同时控制双路电机。可通过相应的控制信号来控制电机的转速和正反转。 1.原理图 2.PCB 3D图 三.辅助电路部分讲解 本驱动模块默认采用7.4V的锂电池组接入右侧的P1端子进行供电。 1.BOOST升压电路 ★BOOST升压电路采用的是MC34063这款芯片。此模块主要是将7.4V的输入电压升到12V后为后面的IR2104S半桥驱动芯片供电（需要12V的原因将在下面介绍）。此芯片的工作原理在此不多做介绍，可自行下载数据手册进行学习（后期会对此专门写一篇博客介绍）。注意事项： (1).此BOOST电路模块是此驱动板中较为容易出问题的部分，因此焊接时需要先对其进行焊接调试，确认没有问题后再进行后续的焊接。 (2).此电路需要尤其注意0.22Ω的精密电流检测电阻，如果电阻质量不合格很容易出现问题，导致电路不能正常工作。 2.降压稳压电路 ★降压稳压电路采用的是MIC5219这款LDO芯片。此电路模块将7.4V的输入电压降压稳压到3.3V给后面的74LVC245芯片供电。类似芯片较多，使用也较为简单。 3.隔离电路部分 在设计电机驱动板时，很多都会有一个用于隔离的电路模块。主要用于将控制器与H桥驱动电路隔离开，防止损坏控制器。 此电机驱动板采用了74lvc245这款三态输出的收发器芯片作为隔离芯片。也可以使用74HC125（三态四线非反相缓冲器）或74HC244（三态八线非反相缓冲器）。具体使用说明可参考相应的数据手册。 四.搭建的H桥驱动电路详解 1.简介在学习此部分之前，需要先掌握基础H桥驱动的工作原理， 自行搭建的H桥驱动电路一般都包括两个部分：半桥/全桥驱动芯片和MOS管。自行搭建的H桥驱动所能通过的电流几乎由MOS管的导通漏极电流所决定。因此，选择适当的MOS管，即可设计出驱动大电流电机的H桥驱动电路。 2.NMOS管IRLR7843 在选择MOS管搭建H桥时，主要需注意以下一些参数： ★1.漏极电流（Id）：该电流即限制了所能接入电机的最大电流（一般要选择大于电机堵转时的电流，否则可能在电机堵转时烧毁MOS管），LR7843的最大漏极电流为160A左右，完全可以满足绝大部分电机的需要。★2.栅源阈值电压/开启电压（Vth）：该电压即MOS管打开所需的最小电压，也将决定后续半桥驱动芯片的选择和设计（即芯片栅极控制脚的输出电压）。LR7843的最大栅源阈值电压为2.3V。★3.漏源导通电阻（Rds）：该电阻是MOS管导通时，漏极和源极之间的损耗内阻，将会决定电机转动时，MOS管上的发热量，因此一般越小越好。LR7843的漏源导通电阻为3.3mΩ。★4.最大漏源电压（Vds）：该电压是MOS管漏源之间所能承受的最大电压，必须大于加在H桥上的电机驱动电压。LR7843的最大漏源电压为30V。满足7.4V的设计需要。 3.半桥驱动芯片IR2104S 在H桥驱动电路中，一共需要4个MOS管。而这四个MOS管的导通与截止则需要专门的芯片来进行控制，即要介绍的半桥/全桥驱动芯片。 ★所谓半桥驱动芯片，便是一块驱动芯片只能用于控制H桥一侧的2个MOS管（1个高端MOS和1个低端MOS，在前述推荐的博客中有介绍）。因此采用半桥驱动芯片时，需要两块该芯片才能控制一个完整的H桥。 ★相应的，全桥驱动芯片便是可以直接控制4个MOS管的导通与截止，一块该芯片便能完成一个完整H桥的控制。这里使用的IR2104便是一款半桥驱动芯片，因此在原理图中可以看到每个H桥需要使用两块此芯片。 1.典型电路设计（来源于数据手册） 2.引脚功能（来源于数据手册） ★VCC为芯片的电源输入，手册中给出的工作电压为10~20V。（这便是需要boost升压到12V的原因） ★IN和SD作为输入控制，可共同控制电机的转动状态（转向、转速和是否转动）。 ★VB和VS主要用于形成自举电路。（后续将详细讲解） ★HO和LO接到MOS管栅极，分别用于控制高端和低端MOS的导通与截止。 ★COM脚直接接地即可。 3.自举电路 此部分是理解该芯片的难点，需要进行重点讲解。从上面的典型电路图和最初的设计原理图中均可发现：该芯片在Vcc和VB脚之间接了一个二极管，在VB和VS之间接了一个电容。这便构成了一个自举电路。 作用：在高端和低端MOS管中提到过，由于负载（电机）相对于高端和低端的位置不同，而MOS的开启条件为Vgs>Vth，这便会导致想要高端MOS导通，则其栅极对地所需的电压较大。 补充说明：因为低端MOS源极接地，想要导通只需要令其栅极电压大于开启电压Vth。而高端MOS源极接到负载，如果高端MOS导通，那么其源极电压将上升到H桥驱动电压，此时如果栅极对地电压不变，那么Vgs可能小于Vth，又关断。因此想要使高端MOS导通，必须想办法使其Vgs始终大于或一段时间内大于Vth（即栅极电压保持大于电源电压+Vth）。首先看下IR2104S的内部原理框图（来源于数据手册）。此类芯片的内部原理基本类似，右侧两个栅极控制脚（HO和LO）均是通过一对PMOS和NMOS进行互补控制。 自举电路工作流程图： 以下电路图均只画出半桥，另外一半工作原理相同因此省略。 假定Vcc=12V，VM=7.4V，MOS管的开启电压Vth=6V（不用LR7843的2.3V，原因后续说明）。（1）.第一阶段：首先给IN和SD对应的控制信号，使HO和LO通过左侧的内部控制电路（使上下两对互补的PMOS和NMOS对应导通），分别输出低电平和高电平。此时，外部H桥的高端MOS截止，低端MOS导通，电机电流顺着②线流通。同时VCC通过自举二极管（①线）对自举电容充电，使电容两端的压差为Vcc=12V。 （2）.第二阶段：此阶段由芯片内部自动产生，即死区控制阶段（在H桥中介绍过，不能使上下两个MOS同时导通，否则VM直接通到GND，短路烧毁）。HO和LO输出均为低电平，高低端MOS截止，之前加在低端MOS栅极上的电压通过①线放电。 （3）.第三阶段：通过IN和SD使左侧的内部MOS管如图所示导通。由于电容上的电压不能突变，此时自举电容上的电压（12V）便可以加到高端MOS的栅极和源极上，使得高端MOS也可以在一定时间内保持导通。此时高端MOS的源极对地电压≈VM=7.4V，栅极对地电压≈VM+Vcc=19.4V，电容两端电压=12V，因此高端MOS可以正常导通。 （此时，自举二极管两端的压差=VM，因此在选择二极管时，需要保证二极管的反向耐压值大于VM。） 注意：因为此时电容在持续放电，压差会逐渐减小。最后，电容正极对地电压（即高端MOS栅极对地电压）会降到Vcc，那么高端MOS的栅源电压便≈Vcc-VM=12V-7.6V=4.4V < Vth=6V，高端MOS仍然会关断。 补充总结： ★因此想要使高端MOS连续导通，必须令自举电容不断充放电，即循环工作在上述的三个阶段（高低端MOS处于轮流导通的状态，控制信号输入PWM即可），才能保证高端MOS导通。自举二极管主要是用来当电容放电时，防止回流到VCC，损坏电路。 ★但是，在对上面的驱动板进行实际测试时会发现，不需要令其高低端MOS轮流导通也可以正常工作，这是因为即使自举电容放电结束，即高端MOS的栅源电压下降到4.4V仍然大于LR7843的Vth=2.3V。 那么在上述驱动板中，自举电路就没有作用了吗?当然不是，由于MOS管的特性，自举电路在增加栅源电压的同时，还可令MOS管的导通电阻减小，从而减少发热损耗，因此仍然建议采用轮流导通的方式，用自举电容产生的大压差使MOS管导通工作。 4.控制逻辑 时序控制图： 简单看来，就是SD控制输出的开关（高电平有效），IN控制栅极输出脚的高低电平（即H桥MOS管的开关）。 在最上面的驱动板中，SD接到VCC，即处于输出常开状态。只需要对IN脚输入对应控制信号即可进行电机的驱动。上面为半桥的驱动方式，驱动一个H桥要同时对两个IR2104进行控制。 以上面设计的电机驱动板为例，驱动真值表： 改变PWM的占空比，即可改变电机的转速。 五.相关补充 ★1.自举二极管一般选用肖特基二极管（比如上述驱动板中的1N5819）。 在自举电容选择时，其耐压值需大于Vcc并留有一定余量（如上述驱动板中为16V的钽电容）。而自举电容的容值选择需要一定的计算。具体可自行查找,此驱动板中选用1uF的钽电容，经测试运行稳定。一般来说，PWM的输入频率越大（即电容充放电频率），电容所需容值越小。★2.H桥MOS管栅极串联的电阻主要用于限流和抑制振荡。为了加快MOS管的关断还可以在栅源之间并联一个10K电阻或在栅极串联电阻上反向并联一个二极管。这部分内容网上可找到较多介绍。
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车载12V电源设计防护电路（过压保护，过流保护，防反接，储能/滤波电路）
一般的产品用的都是直流电源，像手持产品多是5V电源，一些小设备也是5V，大一些的设备12V的稍多一些，车载电子产品有12V和24V两种电源。 这些电源输入的防护电路主要包括过压保护，过流保护，防反接，储能/滤波电路等。 下面是两个车载产品中的示例，示例1：12V电源进来后分别是LC滤波(防护电压波动)，保险丝过流保护，TVS(高电压脉冲)防护，共模电感滤波(针对车载电源共模干扰)；防反接保护在负极上；示例2：12V电源进来后分别是LC滤波(防护电压波动)/共模电感滤波(针对车载电源共模干扰)，防反接保护，TVS(高电压脉冲)防护；这里没有保险丝过流保护，是因为这款产品使用了外置保险丝；下面分部介绍。 TVS(高电压脉冲)防护 在DCinput的时候，有时由于供电环境的变化会带来一些瞬时脉冲。而要消除瞬时脉冲对器件损害的最好办法，就是将瞬时电流从敏感器件引到地,一般具体做法是将TVS管在线路板上与被保护线路并联。这样，当瞬时电压超过电路正常工作电压后，TVS管将发生雪崩击穿，从而提供给瞬时电流一个超低阻抗的通路，其结果是瞬时电流通过TVS管被短路到GND，从而避开被保护器件，并且在电压恢复正常值之前使被保护回路一直保持截止电压。而当瞬时脉冲结束以后，TVS管再自动恢复至高阻状态，整个回路又回到正常电压状态。这种防护只能应对由于供电环境的变化会带来一些瞬时脉冲，如果是电压输入不稳定，或者有长时间超过规定电压的情况，那么要用其他方法搭建限压电路，高于或低于规定的电压就进行截断电源的操作，相关知识可自行搜索。TVS(Transient Voltage Suppressor)二极管，又称为瞬态抑制二极管，是普遍使用的一种新型高效电路保护器件，它具有极快的响应时间（亚纳秒级）和相当高的浪涌吸收能力。当它的两端经受瞬间的高能量冲击时，TVS能以极高的速度把两端间的阻抗值由高阻抗变为低阻抗，以吸收一个瞬间大电流，把它的两端电压箝制在一个预定的数值上，从而保护后面的电路元件不受瞬态高压尖峰脉冲的冲击。主要用在具有静电和电压尖峰的电路中起保护作用。TVS工作过程上图是TVS的工作图形，首先解释几个TVS相关的参数：1、VRWM（最大反向工作电压）：在这个电压下，TVS的功耗很小，使用时要使被保护电路的工作电压低于此值，以便TVS接入电路后不影响电路工作。2、VBR（反向击穿电压）：这是TVS管通过电流IR时的电压，这是TVS管导通的标志电压，从此点开始TVS进入雪崩击穿。3、VCL（最大钳位电压）：指当TVS流过IPP电流时的电压，是TVS管将电压尖峰钳制到的电位值。比如来了1000V、2000V的电压尖峰，都会被TVS钳制到VCL电平。VCL要小于被保护电路的最大耐压值，比如被保护芯片耐压30V，那么就要选VCL小于30V的TVS。4、IPP（最大反向脉冲峰值电流）：是TVS允许通过的最大脉冲峰值电流，超过此值，TVS可能损坏。5、TVS管分为单极性和双极性，若TVS管有可能承受来自两个方向的尖峰脉冲电压(浪涌电压)冲击时，应当选用双极性的，否则选用单极性。6、CJ（结电容）：电容量C是由TVS雪崩结截面决定的，这是在特定的1MHz频率下测得的。C的大小与TVS管的电流承受能力成正比，C太大将使信号衰减。因此，C是数据接口电路选用TVS管的重要参数。对于信号频率越高的回路，TVS的电容对电路的干扰越大，形成噪声或衰减信号强度也大。高频回路一般选择电容应尽量小(如LCTVS、低电容TVS，电容不大于3 pF)，而对电容要求不高的回路，电容的容量选择可高于40 pF。选型1、首先确定电路是否存在两个方向的电压尖峰，如果有就选双极性TVS，如果没有就选单极性TVS。2、确定电路的正常工作电压、最大耐压值，凭此来确定TVS的VRWM、VCL。3、大概评估电压尖峰的频率、幅值，从而确定TVS的功率，从而确定其封装。比如一个DCDC电路，正常工作电压24V，电源芯片耐压值为40V，电压尖峰能量并不大。那么TVS就要选单极性，VRWM大于24V，VCL小于40V的TVS，电压尖峰能量不是很大，封装可以选SOD123的。选择上图中的SMF24A是比较合适。 防反接保护 二级管型防反接保护电路1、通常情况下直流电源输入防反接保护电路是利用二极管的单向导电性来实现防反接保护。如下图1示：这种接法简单可靠，但当输入大电流的情况下功耗影响是非常大的。以输入电流额定值达到2A,如选用Onsemi的快速恢复二极管 MUR3020PT，额定管压降为0.7V，那么功耗至少也要达到：Pd＝2A×0.7V＝1.4W，这样效率低，发热量大，要加散热器。2、另外还可以用二极管桥对输入做整流，这样电路就永远有正确的极性(图2)。这些方案的缺点是，二极管上的压降会消耗能量。输入电流为2A时，图1中的电路功耗为1.4W，图2中电路的功耗为2.8W。 图一图1中，一只串联二极管保护系统不受反向极性影响，二极管有0.7V的压降，图二 桥式整流器图2 是一个桥式整流器，不论什么极性都可以正常工作，但是有两个二极管导通，功耗是图1的两倍。MOS管型防反接保护电路N沟道MOS管通过S管脚和D管脚串接于GND通路上，电阻R1、R2为MOS管提供电压偏置，利用MOS管的开关特性控制电路的导通和断开，从而防止电源反接给负载带来损坏。正接时候，R2提供VGS电压，MOS饱和导通。反接的时候MOS不能导通，所以起到防反接作用。功率MOS管的Rds（on）只有20mΩ实际损耗很小，2A的电流，功耗为（2×2)×0.02=0.08W根本不用外加散热片。解决了现有采用二极管电源防反接方案存在的压降和功耗过大的问题P沟道MOS管通过S管脚和D管脚串接于电源和负载之间，电阻R1、R2为MOS管提供电压偏置，利用MOS管的开关特性控制电路的导通和断开，从而防止电源反接给负载带来损坏。正接时候，R1提供VGS电压，MOS饱和导通。反接的时候MOS不能导通，所以起到防反接作用。功率MOS管的Rds（on）只有20mΩ实际损耗很小，2A的电流，功耗为（2×2)×0.02=0.08W根本不用外加散热片。解决了现有采用二极管电源防反接方案存在的压降和功耗过大的问题VZ1为稳压管防止栅源电压过高击穿mos管。NMOS管的导通电阻比PMOS的小，最好选NMOS。NMOS管接在电源的负极，栅极高电平导通。PMOS管接在电源的正极，栅极低电平导通。R1和R2构成一个分压电路，给MOS管的栅极提供一个合适的电压让它可以导通，而VZ1则是保护MOS管的栅极不要超过它的门槛电压。而C1和R3可以理解为对电路的保护作用吧，电路未工作时，此刻可以通过C1和R3这两个器件构成电路中的交流信号滤除作用，也可以释放后面容性负载或者感性负载的能量释放。 过电流保护 多电流保护电路有很多种，最长使用的是保险丝。保险丝限流保护保险丝限流保护广泛应用于开关电源等电路当中，保险丝有自恢复和不可恢复的，PTC就属于可恢复的一种，保险丝的工作原理是电流发生异常时候，当功率升高到一定的强度时候，电流导致温度过热保险丝熔断，输入电路断开。其他还有多种方法，感兴趣的话可以自行搜索。 共模电感 采用共模电感滤波通常针对存在共模干扰的车载电路等环境，简单进行如下介绍。 实际上，在电源中差模干扰和共模干扰往往同时存在，因此，电源滤波电路一般指将共如上图所示。模和差模滤波结合起来， Le为共模扼流圈，由于LC的两个线圈绕向一致，当电源输人电流流过LC时，所产生的磁场可以互相抵消，不会引起磁芯的饱和，因此，它使用导磁率高的磁芯。Le对共模噪声来说，相当于一个很大电感量的电感，故它能有效地抑制共模传导噪声。负载输入端分别对地并接的电容Cy对共模噪声起旁路作用。共模扼流圈两端并联的电容CX对差模噪声起抑制作用。R为CX的放电电阻，它是VDE-0806和IEC-380安全技术条件标准所推荐的。图中各元件的参数范围：Cx=0.1~2pF;Cy=22~33nF;Le=几~几十mH，随工作电流不同而取不同的参数值。如电流为25A时，Le=1，8mH;电流为0.3A;Le=47mH。扼流圈一般用高磁导率棒状磁芯材料，对于消除高频干扰效果很好，但对于大工作电流之情况，扼流圈的体积比较庞大，用以避免磁饱和。 pi型滤波电路 π型滤波器包括两个电容器和一个电感器，它的输入和输出都呈低阻抗。π型滤波有RC和LC两种， 在输出电流不大的情况下用RC，R的取值不能太大，一般几个至几十欧姆，其优点是成本低。其缺点是电阻要消耗一些能量，效果不如LC电路。滤波电容取大一点效果也不错。 LC电路里有一个电感，根据输出电流大小和频率高低选择电感量的大小。其缺点是电感体积大，笨重，价格高。现在一般的电子线路的电源都是RC滤波。很少用LC滤波电路.在SoC的电源输入端，常常采用磁珠+电容的pi型滤波电路(如下图)，滤除电源上的高频噪声。在模拟器件的电源输出端，常常采用RC的pi型滤波电路，滤除电源上的低频噪声。
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常用的反激式开关电源电路设计、PCB绘制
文章目录 前言 一、反激式开关电源是什么？ 二、局部电路设计 1.输入滤波整流电路设计 2.PWM驱动电路设计 3.吸收电路设计 4.光耦反馈电路设计 三、总体电路设计 四、PCB绘制 总结 前言 开关电源在整个电路设计中极其重要，涉及到的理论知识也很多，在设计的时候要考虑到很多地方，这一章我们来看下常用的反激式开关电源。 一、反激式开关电源是什么？ 反激，是指开关管导通时，高频变压器T初级绕组工作状态与次级绕组工作状态相反，如下图为单端式反激开关电源，当mos管导通时，变压器T初级绕组上正下负，次级绕组上负下正，二极管D1截至，变压器T初级绕组储能；当mos管截至时，由于变压器T初级绕组中存在反电动势，需要释放能量，变压器T初级绕组上负下正，次级绕组上正下负，二极管D1导通给滤波电容储能后输出。 二、局部电路设计 上面我们了解原理了，我们现在不得来整一个来玩 1.输入滤波整流电路设计 该电路主要用来抗干扰以及进行整流输出，我们要考虑到的主要有以下几个方面 过流保护： 一般采用保险管保护，当工作电流过大时可直接切断电路，保护后级电路防止损坏。 浪涌保护： 主要依靠压敏电阻，tvs管等保护元件来进行防护。 浪涌保护有个注意事项，我们要区分好所要面对的浪涌干扰是浪涌电流还是浪涌电压，如果是浪涌电压的话我们可以使用压敏电阻或者tvs管来防护，但是浪涌电流不可以用压敏电阻，压敏电阻能吸收很大的浪涌电压，但是他承受不了持续大点的电流，所以一般都是用来过滤瞬态浪涌电压，我们可以通过热敏电阻来抑制浪涌电流，浪涌电流一般是在电路启动的瞬间会产生。 电磁干扰： 电磁干扰主要是差模干扰和共模干扰，电气设备对外的干扰多以共模干扰为主，外来的干扰也多以共模干扰为主，共模干扰本身一般不会对设备产生危害，但是如果共模干扰转变为差模干扰，干扰就严重了，因为有用信号都是差模信号。 在防护电路中，差模干扰主要是在电路中引入差模电容(x电容)，差模电容提供最短的路径，使差模干扰信号被旁路过滤，从而抑制差模干扰的产生。共模干扰主要是通过电容(Y电容)和电感来滤除共模干扰，在emc防护电路中，共模干扰的影响尤其重要，除了通过电容(Y电容)和电感滤除干扰还可以通过对信号线路进行屏蔽，在PCB 板上大面积铺地降低地线阻抗来减少共模信号强度等方法。 有一点要注意的是，若是x电容容值大于0.1uf时需要添加放电电阻。 整流设计： 整流我们一般都是直接通过整流桥来进行整流，在设计的时候如果是自己搭建整流桥的话要考虑好二极管的耐压，但是我们通过整流后得到的电压波形是一个类似馒头波的波形，不够平滑，我们需要通过电容的充放电原理来对其进行修正。 这样我们自己根据要求对元器件参数选型就能得到想要的电路了。 2.PWM驱动电路设计 这里我选用的是TOP266VG电源管理芯片，通过检测控制脚C引脚的电压情况从而来控制内部mos管的导通情况，从而控制DS极内部导通情况。 ①当D极和S极内部导通形成回路时，变压器初级绕组同名端为副极，次级绕组同名端为副极，二极管D8，D5不导通； ②当D极和S极内部截至时，由于初级绕组存在反电动势需要释放，此时初级绕组同名端为正极，次级绕组同名端为正极，二极管D8导通后给经过滤波电容后输出。 3.吸收电路设计 变压器内部是由线圈和磁性组成，当变压器初级绕组回路断开时，由于初级绕组存在反电动势需要释放，此时初级绕组上负下正，电流流经二极管D5后先给电容C7充电，然后电容再通过电阻R9放电，利用TVS管可以将电容C7的放电电压控制在一个范围里。 4.光耦反馈电路设计 光耦反馈电路主要是做一个隔离反馈，当检测到输出电压超过12V时，通过光耦隔离反馈给电源管理芯片从而去执行相应的动作。 该电路主要由光耦EL817和稳压器TL431组成，12V电压通过电阻R19,R20,R18分压后给TL431提供基准电压，当输出超过12V时，TL431基准电压大于2.5V，TL431内部导通，此时的电流流向为12V—>R16—>EL817原边—>TL431—>GND,则EL817副边导通输出反馈信号。 当输出电压小于12V时，TL431基准电压小于2.5V,TL431内部截至，此时电路的电流流向为下图所示。 三、总体电路设计 总体电路大概是这样，PCB我还没画，到时候画完打板出来试下怎么样 四、PCB绘制 PCB绘制大致如此，嘉立创打散热孔太麻烦了，我就没打散热孔，大致如此，PCB设计感觉还不是特别好，希望各位大佬指导指导。 总结 这一章主要讲了一下反激式开关电源的简单设计，第一次设计开关电源，希望各位大佬能指出其中的问题。
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电路板温度慢慢升高导致ADC采集电路采集不准！
最近在做一个uV电压采集的产品，发现总是开机用了一段时间后，采集结果慢慢变不准了，找了很久没找到原因，后来发现是电路版温度慢慢升高导致，结果发现罪魁祸首是1117, 1117在大电流的时候会发热。 把AMS1117的温升详细做个个测试。 测试设备： 1、稳压电源 2、电子负载 3、温度记录仪测试过程 5V电压输入，3.3V输出，热电偶贴到1117表面，上位机检测温度曲线，方便测试100mA、200mA、300mA、400mA、500mA、600mA、700mA、800mA时的温升情况。 结果汇总： 在800mA的时候AMS1117表面温度会升高的75度，小伙伴在做精密信号采集电路的时候，一定要考虑温升对模拟电路的影响，测量电路务必使用低温飘电阻，也可以软件对温度做些补偿作者：悠谷浮云
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4个高性能隔离电源解决方案
由两篇文章构成的《ADI高性能隔离电源解决方案》系列专辑，主要介绍了隔离电源基本概念以及ADI高性能隔离电源解决方案。本文为第二篇，具体介绍了针对不同应用场景的ADI高性能隔离电源解决...
2024-12-31 64浏览 -
DCM和CCM的区别
机械开关是借助机械操作使触点断开电路、接通电路、转换电路的元件，而电子开关则是利用电子电路以及电力电子器件实现电路通断的运行单元，其至少包括一个可控的电子驱动器件，如晶闸管、晶...
2024-12-19 213浏览 -
还能这样测量电源纹波？
开关稳压器因其具有非常高的效率优势，正在各个领域逐渐替代线性稳压器。 但由于开关稳压器通常被认为具有很大的输出纹波(Ripple)，所以很多工程师在高性能和噪声敏感型系统中只考虑使用低压差(LDO)稳压器。 而事实上，现今很多高性能开关稳压器都已经可以实现较小的输出纹波，也同样可以胜任许多高性能应用和噪声敏感型系统。因此，能正确地测量开关稳压器的输出纹波就可以为很多设计提供更好的视角打下更良好的基础。 本期小编就带给大家简单总结一下开关稳压器的测量方法。 开关稳压器 本次用于展示输出纹波测量方法的开关稳压器是矽力杰的SY8843，这是一颗1.5MHz开关频率，3A输出电流的高效率同步降压DC/DC，拥有极小的输出纹波。 在测量输出纹波时，不同的测量方法收集到干扰的噪声不同，测量结果掩盖在噪声中，影响了对电源转换器性能的评估。接下来我们将简单介绍测试纹波的常见错误以及正确操作示范。 示波器测试纹波 我们会使用示波器进行纹波大小的测试。 一个新手工程师可能会用如下错误方式测试输出纹波，并得到以下结果。 图1 错误示例 图2 (CH1输出纹波 CH4输出电流) 这种测试方式的错误之处在于，直接使用了示波器探头的长接地引线。这使得信号端和引线形成了较大的环路，从而会引入额外的电感，并在开关转换过程中产生严重的振铃。如图中的大幅度瞬变并不是开关稳压器的实际输出纹波，只是一种测量假象。 图3 (CH1输出纹波 CH4输出电流) 相较图2，图3是在相同测试方法下开启了示波器的带宽限制测得的结果，这样也只能抑制带宽之外的瞬变，测得的依然并非是实际的纹波状态。 改善测试纹波 为了减小杂散电感，常见的方法是拆除标准示波器探头的长接地引线，将其管体连接至接地基准点，使整个探测环路最小化。我们可以通过使用ECB 到探头尖端适配器(图4)或者线圈来实现。一个常见的直插电阻就能方便地被DIY成一个线圈(图5)。 图4 使用ECB到探头尖端适配器 图5 错误示例 下图是使用上述方式测得的输出纹波波形。相较于图3的波形，高频的瞬变已得到了明显的改善。 图6 (CH1输出纹波 CH4输出电流) 但这仍然不是真正的开关稳压器的输出纹波。这是因为示波器的探测尖端测量的是EVB板的输出，其到开关稳压器的输出之间的走线存在着寄生电感。 为了测量开关稳压器真正的输出纹波，我们建议改为直接在输出电容上进行探测，如图7所示。 图7 正确示范操作 下图为使用该方法测得的输出纹波波形。 图8(CH1输出纹波 CH4输出电流) 正确操作示范 对于只需要关心输出纹波峰峰值大小的应用，图8的结果已经足够了。但是若想要了解更多纹波的细节，那么图8的波形则尚嫌不足。 这是因为我们使用的是常见的X10倍示波器探头，真实的信号会先经过1/10分压进入示波器进行采样。在输入纹波很小，并且经过1/10分压后，其与示波器的本底噪声相近，所以图8的波形上实际叠加了很多示波器的本底噪声。 因此，我们建议使用1倍无源探头或使用同轴电缆，如图9 所示。 图9 推荐示例 采用同轴电缆测得的开关稳压器的输出纹波波形如图11所示，我们除了能更准确地测得输出纹波的峰峰值之外，还能看到更多细节，诸如因为输出电容ESL导致的纹波瞬变。这些细节能可以更好地协助工程师进行下一步的设计。 图10 CH1同轴电缆与CH2 10X探头的测试对比 图11 使用同轴电缆测得开关稳压器的输出纹波 让我们来简单做一个小结，开关稳压器输出纹波的测量方法过程可以概括如下： 1. 使用示波器的带宽限制功能;2. 使用ECB到探头尖端适配器或者线圈的方式进行最小环路接地;3. 直接测量稳压器输出电容两端的信号;4. 推荐使用1倍探头或同轴电缆进行测量。
2024-12-19 172浏览 -
Multisim仿真正弦、方波-三角波、可调矩形波、可调锯齿波发生器电路
本文详细介绍了电子工程实验中的直流稳压电源和信号发生器的设计过程。实验涵盖了电源变压器、整流、滤波、稳压电路的构建，以及正弦波、方波、三角波信号发生器的原理与实现。通过Multisim软件进行仿真，验证了电路的性能，并探讨了各参数对波形的影响。 目录 目录 1 1 实验任务及目的 2 1.1 实验目的 2 1.2 实验任务 2 2 直流稳压电源的设计 2 2.1 电源变压器 3 2.2 整流电路 4 2.3 滤波电路 6 2.4 稳压电路 7 2.5 对称+12V直流稳压电路 8 3 正弦信号发生器的设计 8 3.1.1 原理说明 9 3.1.2 实验电路 10 4信号发生器的设计 12 4.1 方波-三角波信号发生器 12 4.1.1 原理说明 12 4.1.2 实验电路 14 4.2 可调矩形波发生器 16 4.2.1 原理说明 16 4.2.2 实验电路 19 4.3 可调锯齿波发生器 21 4.3.1 原理说明 21 4.3.2 实验电路 22 课设总结———————————————-26 1 实验任务及目的 1.1 实验目的 掌握三端集成稳压器组成的直流稳压电源的设计和调测。 掌握由运算放大器组成的信号发生器的设计方法。 熟悉信号发生器的一些主要性能指标 1.2 实验任务 需要完成的实验任务有：任务 1：设计由三端集成稳压器7812和7912组成的能输出+12V和-12V的直流稳压电源电路，并完成该电路的仿真调测。任务 2：完成由集成运放组成的信号发生器的仿真设计。所需的直流电源由任务 1 完成的电路提供。 2 直流稳压电源的设计 （实验总实验图）总思路：一个大的电压，先经过变压器，将电压降低，再进行全波整流，使其相位都为正，再对整流后的电压进行滤波，，使负载电压趋于平衡，最后在进行稳压，得到一个直流电压。主要过程如下： 2.1 电源变压器 （这里的220V指的是幅值为220V）这里选用的变压器型号为TS_PQ4_10，降压的倍数大概为8，将220V/50HZ的交流电降到20~26V，这里不细说这个了。 2.2 整流电路 这里采用的是单相桥式整流电路 工作原理解释： 当变压器得到的电压值为正值时，电路图中2-1脚、4-3脚的二极管导通，另外两个二极管截止，对负载上的电压进行积分运算，可以得到电压的有效值，负载上的电压为变压器输出的电压的0.9倍。 当变压器得到的电压值为负值时，电路图中3-1脚、4-2脚的二极管导通，另外两个二极管截止对负载上的电压进行积分运算，可以得到电压的有效值，负载上的电压为变压器输出的电压的0.9倍。 所以，虽然输入的电压相位有正有负，但是经过整流之后，得到的电压相位一直为正。将示波器接到2脚与四脚时，观察到如下的波形。实际上的效果如下图所示，没有理论曲线那么平滑，但总的来说，还是比较重合的。 得到这个波形结果之后，我们再看看 Ul=0.9U2 是否成立 2.3 滤波电路 下图为本电路中的整流滤波电路 滤波原理： 本电路采用的是电容滤波，电容滤波就是在整流电路的输出端并联一个比较大的电容，利用电容的充放电作用，是负载趋于平滑。（1）当变压器输出的电压处于正周期时，通过整流电路输出的电压流过负载，同时对电容进行充电。（2）当U2在波峰往下掉之后，因为电容两端的电压不会突变，它又一个放电的过程，因此电容会对RL进行放电，不会使RL两端的电压掉的太多，即电压值趋于平滑。（3）又因为电容是按指数规律放电的（衰减指数为RC，R为电容两端的等效电阻）所以，当U2降到一定幅度时，UC的下降速度低于U2的下降速度，使得UC>U2，从而导致二极管反向偏置变为截止，UC就会按指数衰减的速度下降。（4）当U2在负向时，整流电路输出的依然是相位为正的电压，则电路又会重复上述的过程。本电路选用了2.5mF的大电容，所以这个滤波效果还是比较好的。 下面两幅图都是该电路负载两端的电压波形图，刚开始时，电路还有些不太稳（左图），电路主要呈现的是锯齿样的波形，后面电路稳定下来，电压趋于平衡（右图）。 同时我们也对这两端的电压进行验证。 2.4 稳压电路 本实验产生的是12V的电压，用的稳压器是7812，可以将电压稳定在12V。实验原理：可以等效为下面这个电路 当稳压器两端的电压升高时，根据稳压管的伏安特性可知，流过稳压管的电流Iz会急剧增加，所以流过R的电流也会增大，那R得到的分压也会增大，则RL两端的电压就会相应地减少，因此，只要取参数合适的原件，R上的电压增量就可以与输入电压的增量近似相等，从而使RL两端的电压保持不变。 当稳压器两端的电压降低时，与上面正好相反，R上的电压减少量与输入电压的减少量近似相等，从而使RL两端的电压保持不变。 同时，电路中还加了整流二极管（稳压器两端），整流二极管主要应用在需要达到全波整流的低频整流电路中，连成能整流桥使用。下图是RL两端的电压波形图，可以明显看出，近似一条笔直的长线（即稳压效果很好）UL=12.013V≈12V 2.5 对称+-12V直流稳压电路 本实验是设计输出两个稳压电源的电路。需要产生12V的电压，我们采用7812的稳压管，需要产生-12V的电压，我们采用7912的稳压管。稳压原理与上文叙述的相同，只不过一个输出正电压，一个输出负电压（整流二极管相反连）。两个整流电路连同一个地，所有的元件参数都相同，电路完全对称设计。本实验的电路图如下。 3 正弦波信号发生器的设计 实验思路：采用RC桥式正弦波发生器 电路结构的分析与设计:电源供电方式:双电源供电、12V电路结构:选频网络为RC选频网络，放大电路为正相比例放大电路中心频率:文氏电桥式RC振荡器适用于低频振荡信号，一般用于产生频率为l Hz-1MHz的正弦波信号，在本实验中，中心频率选为1000Hz。1.正弦信号发生器的震荡频率 负反馈放大器可以自激的原因是电路的相移使负反馈变成正反馈。随意这里我们将反馈直接连成正反馈电路2.RC桥式正弦波信号发生器 3.1.1电路图 元件参数的计算: （1）确定R、C值由于fo=1/2T RC=1000Hz，得到RC-1/2TT fo=1.59*101为了使选频网络的选频特性尽量不受集成运算放大器的输入电阻Ri和输出电阻Ro的影响，应使R满足下列关系式:Ri>>R>>Ro，一般 Ri约为几百千欧以上，Ro仅为几百欧以上。故确定R=16KQ，则C=0.01uF。 (2）确定R1、RfRC选频网络对于中心频率f的放大倍数为F=1/3,而回路起振条件为AF>=1。故放大电路的电压放大倍数A=(R1+Rf)/R1>=3，即 Rf/R1>=2，取 RfR1=2。而Rf-Rp+R//r d其中，rd为二极管的正向动态电阻。为了减小输入失调电流和漂移的影响，电路应该满足直流平衡条件，即:R=R1//Rf=16KΩ (3）确定稳幅电路实验证明，取R2～r 时，既能够减少二极管特性的非线性而引起的波形失真,又能起一定的稳幅作用，取R2=5.1KΩ综上分析可得实际电路 波形如下图所示，加一个频率计我们可以得到频率大概为1000HZ。 峰值为8.243V 4 信号发生器的设计 4.1 方波-三角波信号发生器 4.1.1原理说明 总的思路：由比较器和积分器组成的方波-三角波发生器，比较器主要是产生一个方形波，这个方兴波经过积分电路，变成三角波。这个过程如下图所示 实验原理： 这个电路由正相输入的滞回比较器、反向输入的滞回比较器和RC电路组成，RC即作为延迟环节，有作为反馈网络，通过RC充放电来实现电路。滞回比较器的特点是，当输入信号Ui逐渐增大或逐渐减小时，它有两个阈值，且不相等，其传输特性具有滞回性。第一个产生方波的比较器，负端接地，正端输入后面的比较器产生的三角波信号。 正相输入的只会比较器。该比较器的阈值为 所以改变R3的值是可以改变阈值的，因此在电路设计中，我们将R3选用可调的电阻。当输入的信号在Uth1 和Uth2之间变化时，不会引起输出电压的跳变，就如下图所示，（1）所以当输入的得三角波电压在两者之间的时候，输出的电压为正，其电压值由后面的稳压管决定，（2）当输入的信号大于Uth1时，输出电压发成跳变，变为负值，（3）这种情况一直持续到输入的电压到了Uth2，这样就得到了发生跳变的图形。（4）在输入电压从小于Uth2到逐渐上升到UTH1之后，电压值为正变，如此循环往复得到方形波的输出结果. 这里如果调的参数比较好的话，阈值可以刚好取到最高电压和最低的电压。即输出的波形整个向左移动，刚好移到他们的突变点重合。 反向比较器用来制造三角波（图中缺少积分电路） 反相滞回比较器与正相差不多的，情况刚好是相反的。得到这个电压之后，我们在反向电路器两端加一个积分电路RC振荡电路 当输入的值为正值时，通过该电路，会变成一个负值，这个负值在通过积分电路，变成线性降低的电压。当输入一个负值电压时，通过比较器产生一个正值的电压，再通过积分电路，变成线性升高的电压。当输入的电压保持不变时，且相位为正时，输出的电压线性降低，当相位为负的时候，输出的电压线性升高。就是以下的图形。 4.1.2 实验电路 电路简化如下 下面这个是将输入的电压换成我们上面稳压器产生的12V与-12V的电压（由于电路的复制不是很好，可能存在部分的电路线残缺，但大体如下）与上面的稳压电源稍有不同，这里 示波器输出的波形如下所示。 波形与理论值差不多，我们可以认为正确。 4.2 可调矩形波发生器 4.2.1 原理说明 实验总思路：本电路设计采用矩形波转变成三角波的波形转换的方法得到矩形波，在其中加一个占空比可调节电路，当积分电路正向积分时间常数远大于方向积分时间常数，或者反向积分的时间常数远大于正向积分时间常数，那么输出电压上升和下降的斜率相差会很多，这样的话就可以得到占空比可调的矩形波，同时也可以得到锯齿波。 实验原理和上面的方波-三角波的原理非常相似，方波其实是一种特殊的矩形波，方波的正负值区间刚好是一比一，而矩形波则不是一比一的比例，而且矩形波的图没有这么笔直，如下图所示。 具体原理，在方波发生电路中，当滞回比较器的阈值点发数值较小时，可以将电容两端的电压看成为近似三角波。但是，这个三角波的线性度较差，而且带上负载后，电路的性能也会发生变化，如果RW用固定电阻，那么产生的就是三角波，而三角波作为输入又产生了方波，与我们上面的实验相同，图中采用滑动变阻器RW来调节占空比的。 因此时间常数的不同，会使输出波形的周期发生变化利用一阶RC电路三要素法，我们可以得出我们可以的看到，RW只改变输出波形的占空比，不改变总的周期。 本实验调节占空比电路设计频率可调实现（简化电路原理） 我们知道电容充放电的时间取决去Rf*C的值，因此输出波形的正负半周期时间相同。在1/2的周期内，电容充电的起始值为-UT，时间常数为Rf C,时间趋于正无穷时，电容电压趋于 本实验调节频率电路设计 4.2.2 实验电路 与上面所用的稳压电源稍有不同，因为12V的电压过大，不太适合这个这个电路的输出，所以这里把7812替换成7805，使其将电压稳定在5V。 占空比实验数据及结果调R2=0 R1总=10KΩ 电阻RF 0.15 R1总 0.45 R2总 0.95 R2总 图形 电压峰值 8.670V 8.561V 8.334V 占空比（正值区间比负值区间） 大致 1.68（根据时间比出） 大致0.77 大致0.02（非常小） 这里取 R1=0.45R1总R2总=50KΩ调频实验结果 R 0.05R2总 0.45R2总 0.9R2总 波形 周期 1.305KHZ 576.988HZ 388.502HZ 峰值 8.623V 8.612V 8.602V 电路中峰峰值 矩形波为 矩形波峰峰值为8.643V 此时对应的频率为2.046KHZ 4.3 可调锯齿波发生器 4.3.1 原理说明 本电路设计采用矩形波转变成三角波的波形转换的方法得到矩形波，在其中加一个占空比可调节电路，当积分电路正向积分时间常数远大于方向积分时间常数，或者反向积分的时间常数远大于正向积分时间常数，那么输出电压上升和下降的斜率相差会很多，这样的话就可以得到占空比可调的矩形波，同时也可以得到锯齿波。具体原理与上文相同，用的也是同一个电路，这里不重复说了。 4.3.2 实验电路 实验结果（保持与电容之间相连的变阻器阻值为0） 占比可调实验结果 R总=10KΩ 电阻RF 0.15 R总 0.45 R总 0.95 R总 图形 电压峰值 42.686V 29.007V 20.773V 占空比（斜率为负的区间比斜率为正的区间） 1.68 0.77 0.02 与矩形波相同的占空比。调频实验结果 R2总=50kΩ R 0.05R2总 0.45R2总 0.9R2总 波形 频率 1.305KHZ 576.988HZ 388.502HZ 峰值 23.072V 12.980V 10.716V 整个矩形波-锯齿波电路频率可调范围最小348.566HZ（将RP2调到最大即50KΩ） 最大 3.103kHZ（将RP2调到最小即0） 5 课程设计总结 总的来说，这次的课程设计还是有一些难度的。直流稳压电路的设计主要是要弄清楚每个流程的输出，每部分电路的工作原理，在经过整流滤波稳压之后得到一个比较稳定的电压。在做下面的实验时，因为怕出什么差错，我都是先用Multisim里面的固定电源充当直流电，知道波形调整好之后，才用我上面得到的直流电进行调整。 正弦电路的设计也是参考了书上，只是将它的频率设定为1000hz，多了一些参数的计算。通过本次实验，我深刻理解了电压增益的含义以及电路振荡时一些关键参数。方波 三角波发生器是后面矩形波与锯齿波的基础，只有这个点了设计好了，我们才能产生占比不同的矩形波和锯齿波。其实，我们上课也讲过迟滞比较器，但是我依旧很陌生，通过这个实验，我知道了迟滞比较器的输入 阈值与输出的关系。方波和三角波是相辅相成的，他们这个电路构成一个循环，究其本质其实是傅里叶变化的应用，积分电路将方波积分得到三角波，迟滞比较器又将其还原成方波。矩形波发生器的电路原理与上文的一模一样，是不过是对其输出电压的占比，频率进行分析，得到影响他们的参数，然后在改变这些参数，得到频率与占空比都可以改变的输出矩形波与锯齿波，但是，理论上来说，这些参数的调整应该是连续的，线性可调的，但是在实验中发现，有些阻值会使电路运行到一半就突然出错，至今我也没弄到原因，有可能是测试环境的相关参数没调好。实验还发现，矩形波的峰峰值与锯齿波的峰峰值不是同时取到的。 版权声明：本文为博主原创文章，遵循 CC 4.0 BY-SA 版权协议，
2024-12-18 306浏览 -
DC-DC电源过设计带来的损失
摘要 如果不计较成本，很多工程师都喜欢"过设计"，"过设计"其实也是一种隐患。 问题描述 公司之前做过一个网关，网关使用的电源是DC24V输入转DC5V输出，产品投放市场大概一年以后，就陆续有客户反馈产品失效，失效的表现就是电源指示灯也不亮，彻底歇菜。出现问题的概率大概有0.5%，且反馈问题的客户不定。部分客户还反馈有烧焦的味道。 原因分析 由于反应问题的客户群体不一致，说明问题与客户的使用常见关系不大，主要的问题还是在于我们的产品本身。 收到客户的坏机后，我们马上对产品进行拆解，很快就定位到了出现问题的器件位置，为稳压二极管D，所处的位置如下图1。 首先，我们温习一下稳压二极管的基础知识，稳压二极管，又名齐纳二极管，其工作原理一种用于稳定电压的单结二极管。此二极管是一种直到临界反向击穿电压前都具有很高电阻的半导体器件。在这临界击穿点上，反向电阻降低到一个很小的数值，在这个低阻区中电流增加而电压则保持恒定，这样，当把稳压管接入电路以后，若由于电源电压发生波动，或其它原因造成电路中各点电压变动时，负载两端的电压将基本保持不变。稳压二极管是根据击穿电压来分档的，因为这种特性，稳压管主要被作为稳压器或电压基准元件使用。其伏安特性见下图： 咨询我们的原厂技术部门，稳压二极管的失效模式一般有三种； 1：当脉冲能量大于稳压二极管所能承受能量时会引起稳压二极管器件过电应力损伤，特别是当瞬态能量远远超出稳压二极管所能承受的数倍时会直接导致稳压二极管过电应力烧毁。失效模式为短路。 2：当电路中通过的电流太大，可能会造成稳压二极管炸裂，失效模式为开路。这种情况通常为设计时考虑不周全，稳压二极管通流量过小造成的。 3：电性能退化 当稳压二极管经过成千上万次的标准脉冲冲击后失效，失效模式为短路。这种模式因长时间工作结温持续增大导致（器件内部结构变化、散热能力下降）过热烧毁。 复盘我们的原理设计，我们需要的是5V的电源，主要用来给RS485芯片供电，DC5V转3.3V的输入。后级对5V电压的精度需求不是很高，但是由于是DCDC的输出，5V电源的纹波还是有点高，实测大概有100~200mV之间。经过推测，稳压二极管的失效，应该属于上述模式一。 解决方案 由于后级对5V电压的精度需求不是很高，只有RS485芯片供电，以及DC5V转3.3V的输入，因此，我们经过评审，决定将该稳压二极管删除，经过整改后观测大约一年，再也没有发现DCDC电源芯片损坏的现象，也没有出现后级器件损坏的情形。 总结 稳压二极管，顾名思义，就是真正需要稳压的情况，才派上用场，否则，就是可能过设计，在系统故障率统计中，每增加一个器件，失效的概率就增加一份几率。特别是容易失效的器件，并且失效以后表现为短路的器件。
2024-12-18 68浏览 -
要改变开关电源的输出电压？抓住反馈电路这一点就足够了
怎么改变开关电源的输出电压，现在的开关电源输出电压的选择很多，常见有24V，12V,5V等，有时候我们想改变输出电压，不是一个常用的电压值，那么就需要更改电源内部的电子元件。 在做电路维修时，需要不同的电源，如果准备不同规格的开关电源，那么就需要很多开关电源，这样就很麻烦，所以就需要一个可调的稳压电源，有这种线性的稳压电压电源，但是这种电源的体积大，功率小，现在都用大功率开关电源改制成可调的开关电源。 通常在小范围改动输出电压时，只要更改输出反馈电阻就可以，如果输出电压超过输出滤波电容的耐压值，要更换耐压高的滤波电容，这样改变输出电压只能小范围的调整，调整太多，电源会发生啸叫和带不起负载。 如果要大范围改变输出电压，就要改变变压器的绕组，通过改变变压器的匝比，来改变输出电压，在改变绕组后，输出整流二极管要更换耐压值大的整流管，滤波电容更换耐压值大的滤波电容。有很多电源可以改成可调的电源，就是通过改变开关电源的反馈和变压器的绕组，可以改成电压和电流可调的稳压电源，这样可以用这个可调的电源用作维修电源，给不同的设备供电。 网上有很多改通信电源的，非常好用，电压高，电流大，适合给电池充电，基本原理都是更改反馈电路和变压器绕组结构，只要找到反馈电路，就可以更改成可调的稳压电源了。
2024-12-18 63浏览
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精密半导体参数测试解决方案 直播时间：01月08日 10:00
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